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一系列具有简单辅助电路的新型零电压过渡非隔离双向整流器

Mohammad Reza Mohammadi and Hosein Farzanehfard

摘要：

本文介绍了一种新的零电压转换（ZVT）双向整流器系列。在提出的整流器中，为所有半导体元件提供了软开关条件，而与功率流向无关，并且主开关上没有任何额外的电压和电流应力。辅助电路由耦合电感器和整流器主电感器以及两个辅助开关组成。辅助开关受益于大大降低的电压应力，并且不需要浮栅驱动电路。而且，通过将同步整流应用于辅助开关体二极管，可以减小辅助电路的传导损耗。在辅助电路中 漏电感器用作谐振电感器，并且所有磁性元件都在单个磁芯上实现，从而大大减小了整流器的体积。在提出的整流器中，完全消除了整流器整流二极管的反向恢复损耗，因此，使用电源开关的低速体二极管作为整流器整流二极管是可行的。详细介绍了双向降压和升压整流器的理论分析，并使用250W原型整流器的实验结果证明了该理论分析的有效性。使用电源开关的低速体二极管作为整流器整流二极管是可行的。详细介绍了双向降压和升压整流器的理论分析，并使用250W原型整流器的实验结果证明了该理论分析的有效性。

一.介绍

近年来，由于需要能量回收或储能系统的系统的增长，双向DC-DC整流器（BDC）受到了广泛关注。BDC通常用于各种应用中，例如混合动力/电动汽车（HEV / EV），不间断电源（UPS），光伏和燃料电池电源系统和双电压汽车系统。BDC在此类应用中的总体作用是管理功率流，转换能量存储设备的电压水平以及通过控制能量存储设备的充电和放电电流来维持能量存储设备的健康。各种BDC可以分为非隔离类型和隔离类型。在隔离和高压比不是必需的应用中，由于其简单的结构和控制方案，始终使用非隔离的BDC 。

与其他dc-dc整流器一样，为了在BDC中实现高功率密度，需要高工作频率。高开关频率可以显着减小整流器电抗组件的尺寸。但是，在硬开关整流器中，增加开关频率会导致更高的开关损耗和电磁干扰（EMI）。在硬开关BDC中，整流二极管的反向恢复是引起上述问题的主要原因，因为电源开关的低速反并联体二极管被用作整流器整流二极管。。该缺点限制了所需的BDC高频功率转换。为了解决这些问题，为BDC开发了软开关技术。在BDC中，这项任务尤其具有挑战性，因为必须在正向和反向操作模式下都确保进行软切换。基于应用于现有软交换BDC的软交换技术，可以将它们大致分类如下。

1. 在BDC中实现软开关条件的常规方法是使整流器主电感器电流朝负方向流动。该负电流用于使缓冲电容器放电，因此无需辅助元件即可实现零电压开关（ZVS）。此外，二极管反向恢复损耗被完全消除。但是，使用这种方法，由于主电感器的恒定恒定峰峰值电流摆幅和几乎恒定的传导损耗，在轻载时整流器效率大大降低了。此外，整流器在输入电压源处还具有高关断损耗和高电流纹波的问题。为了使宽范围的整流器工作区域的循环电流最小，采用了非线性电感器或变频控制，这增加了整流器的复杂性和成本。此外，为减少输入电流纹波，该方法通常用于多相交错式BDC 中，这些BDC 具有大量的组件数。
2. 在[16]和[17]中提出的整流器中，通过应用无源元件可以实现ZVS条件和降低的二极管反向恢复损耗。与以前的方法相比，主电感器可以设计为以连续传导模式（CCM）工作的常规双向整流器。因此，在[17]中，输入电压源的电流纹波将减小，甚至是纯直流电。但是，辅助电路在整流器中施加了较高的循环电流，这降低了效率，尤其是在轻负载时[17]；否则，应采用复杂的变频控制方法[16]。在[18]中提出了另一种软交换BDC。使用两个辅助开关的地方。由于在每个整流器操作模式（正向或反向模式）中，一个辅助开关始终处于打开状态，而另一个则始终处于断开状态，因此可以假定使用无源元件实现了软开关条件。然而，该整流器仍然遭受与[16]和[17]中的整流器相同的缺点。
3. 在[19] [20] – [21]中，使用辅助开关的有源钳位技术应用于BDC，以提供软开关。在这种方法中，整流器主要元件的传导损耗被最小化，并且可以应用常规的固定频率PWM控制器。然而，[19]的辅助电路仍然遭受循环电流的影响，因为辅助开关需要在几乎整个整流器操作模式下导通。在[20]和[21]中，通过减少辅助开关的导通时间，使辅助电路的循环电流最小化。然而，当辅助开关断开时，辅助谐振电感器与缓冲电容器串联放置，导致不希望的振荡，这降低了效率并增加了半导体元件的电压应力。此外，在辅助开关接通瞬间，谐振电容器的剩余电荷通过辅助开关放电。在[22]中，将[20]和[21]的相同的软开关单元用于具有相同缺点的三级BDC。
4. 广泛应用于BDC的另一种软开关技术是零电压转换（ZVT）技术。这些整流器受益于固有特性，例如低循环电流，保持PWM操作和宽负载软开关范围[23]。在[24]和[25]中提出的ZVT BDC 基本上是先前在[23]中介绍的ZVT单元。[24]和[25]中整流器的主要缺点是在关断瞬间很难对辅助开关进行切换。此外，辅助开关的电压应力与高压侧处于相同的电压电平。这导致辅助开关的高电容性导通损耗和传导损耗。在[26]和[27]中，添加了耦合电感器，以在关闭时提供辅助开关的软开关。另外，通过使用泄漏电感器作为谐振电感器，所有磁性组件都可以实现在单个磁芯上。但是，在这些整流器中，辅助开关的电压应力超过高压侧的120％。而且，辅助开关必须是单向的，这通常是通过将额外的二极管与电源开关串联来实现的，从而导致额外的组件和传导损耗。此外，在[24] [25] [26] – [27]中介绍的所有整流器中，辅助开关之一需要浮栅驱动，因为辅助开关的源极端子与输入电压源地不是共通的。在[28]中提出了另一种ZVT BDC，其中在[24]和[25]中，在关断和接通瞬间为辅助开关提供了软开关条件，并且具有相同的辅助组件。此外，辅助开关的电压应力在升压模式下减小到高压侧和低压侧的电压差，在降压模式下减小到低压侧，这大大低于[24]中的整流器。[25] [26] – [27]。但是，该整流器的主要缺点是，在低于0.5的工作占空比下，主开关的软开关状态会丢失[29]。由于在双向整流器中，升压和降压模式的占空比彼此互补，因此这会导致在整流器工作模式之一（升压或降压模式）中失去软开关条件。为了解决这个问题，有多种方法，例如使用二极管反向恢复电流[29]，应用同步整流器的想法将更多能量存储在谐振电感器[30]，[31]中，以及通过以下方式添加辅助直流电源：插入一个额外的电容器[32]被提议。但是，[29] [30] [31] – [32]中的所有整流器都需要带有浮栅驱动的辅助开关。另外，在[32]中，在一个开关周期中两次应用了辅助电路，导致控制电路更加复杂和损耗更大。

本文介绍了一个新的非隔离ZVT BDC系列。在提出的整流器中，提供了所有半导体元件的软开关条件，而主开关上没有任何额外的电压和电流应力。与先前提出的ZVT BDC相比，辅助开关的电压应力明显降低，因此，选择额定电压低且导通电阻低的开关是可行的（RDS（on））作为辅助开关。结果，减小了辅助开关的电容性导通损耗和传导损耗。另外，通过将同步整流应用于辅助开关，辅助开关体二极管的导通损耗显着降低。在提出的整流器中，辅助电路受益于不需要浮栅驱动电路和任何其他二极管的好处。另外，通过使用漏电感器作为谐振电感器，所有整流器电感器都可以实现在单个内核上。通过应用同步整流器的思想在谐振电感器中存储更多的能量[30]，[31]，[33]，二极管的反向恢复损耗被完全消除，并且为整个整流器工作区域提供了软开关条件。此外，辅助电路在开关周期中仅施加一次。

建议的ZVT双向降压和升压整流器的分析和操作在第二部分中进行了描述。第三部分介绍了设计注意事项。为了证实理论分析，实验结果显示在第四节。第五节介绍了建议的ZVT BDC的其他整流器系列成员。最后，得出的结论在第六节中给出。

二.电路描述及操作

如图1(a)所示，该整流器由两个主开关S1和S2以及两个辅助开关Sa1和Sa2一 个缓冲器电容器 Cs, 和两个耦合电感 L1 和L2 ，匝比由此可见，两个辅助开关的源极均与输入电压接地相同，因此辅助电路不需要浮动门驱动器。耦合电感可以建模为磁化电感(LM)、具有相应匝数比(n)的理想变压器和漏感(Llk)的组合。该电路的等效电路如图1(b)所示。注意，该整流器的滤波电感采用了铁磁电感LM。该整流器有两种工作模式和八种工作间隔模式。升压和降压模式下各工作区间的等效电路分别如图2和图3所示，其中电流箭头表示电流的实际方向。由于辅助电路的工作原理和升压、降压两种模式下的理论方程是相似的，所以只讨论升压模式。为了使理论方程对两种模式都适用，对于这两个模式,理论方程编写基于工况循环(D)。因此,每个区间的理论方程在S1的刺激模式,Sa1,和S2是真的在S2的buck模式,Sa2 S1,分别[26]、[29]。整流器的关键波形如图4所示。为了简化理论分析，我们做了以下假设。(1)各元件均为理想状态，变频器工作在稳态状态。(2)磁化电感LM足够大，可以假设其电流(ILM)在一个开关周期内是恒定的。(3)输入和输出电压恒定，分别建模为两个电压源VL和VH。

1.升压运行方式

在这种模式下，S1和sa1分别是辅助开关。S2和Sa2作为同步整流(SR)开关。在第一个间隔之前，假设S1, Sa1, Sa2是关的，S2是开的，磁化电感电流(ILM)通过S2流向VH。除此之外, 假设模型中理想变压器绕组无电流通过，模型中理想变压器一次绕组和二次绕组之间的电压分别为VHD和nVHD。1)间隔1:(t0minus;t1)[见图2(a)] Att0、Sa1和Sa2同时启动。由于串联电感Llk, Sa1和Sa2处于零电流开关(ZCS)状态。通过打开Sa1和Sa2，将理想变压器(nVHD)二次绕组上的电压置于Llk上，从而使Sa1电流开始按如下线性增加:

在这段时间内，ISa1流出了理想变压器副侧的点状端子，因此，nISa1进入了一次侧的点状端子。因此，IS2可得:

将(1)代入(2)：

注意，当变频器工作在0.5以下的工作工况时，这种评估方法是有效的。这一点将在第三节中讨论。2)区间2:(t1minus;t2)[图2(b)]在此区间内，SR主开关S2由于电容CS的作用在ZVS条件下断开。通过关闭S2, Llk和CS之间开始产生共振。在这个共振过程中，CS从VH向零放电，为S1在通电时提供ZVS条件。S1电压：

在这个区间的最后，Sa1电流是I0。3)间隔3:(t2minus;t3)[图2(c)]当S1体二极管开始导通，且在ZVS条件下可以打开主开关S1时，间隔为(t2minus;t3)[图2(c)]。此外，电压跨越初级和次级绕组的理想模型中的变压器分别改为minus;VH(1minus;D)和minus;nVH(1minus;D)。因此，在Llk上加负电压，Sa1电流线性减小如下:

因此，S1电流为：

在这一区间结束时，IS1和ISa1的电流分别为零和ILM/n，在ZCS条件下，S1的身体处于切换状态。这个间隔的持续时间是

4)区间4:(t3minus;t4)[图2(d)]在此区间内，SR辅助开关Sa2断开，Sa2体二极管进行ISa1。此外，Sa1电流从ILM/n减小为0,IS1电流从0增大为ILM。Sa1和S1电流方程如下：

在此期间，Sa2的身体在ZCS条件下进行了切换。这个间隔的持续时间是：

间隔5:(t4minus;t5)[参见图2(e)]当主开关处于开启状态时，该间隔与常规PWM升压整流器相同。磁化电感电流ILM流过S1。在此间隔内，由于辅助电路没有任何电流通过，所以可以在ZCS条件下关闭辅助开关Sa1。6)间隔6:(t5minus;t6)[图2(f)]通过关闭S1, CS由磁化电感电流ILM线性充电。在这一间隔结束时，CS充电到VH, S2体二极管开始导通。7) Interval7:(t6minus;t7)[参见图2(g)]当主开关关闭时，这个操作间隔与传统的PWM升压整流器相同。磁化电感电流ILM通过S2体二极管流向输出。8)间隔8:(t7minus;t0 T)[图2(h)][图2(h)]由于这2个体二极管是导通的，所以在ZVS条件下可以打开主开关S2。因此，ILM通过S2流到输出。

图4所示。整流器理论波形在升压模式(降压模式)下工作。

三. 设计注意事项

1.所用整流器组件的设计

主降压升压整流器的设计与常规PWM降压升压整流器相似。注意，在提出的整流器中，LM被用作整流器滤波电感，因此，它被设计成常规PWM降压升压整流器中的电感滤波器。CS为主开关在关断瞬间提供了ZVS条件。因此，它的值可以选择类似于任何缓冲电容器[34]。类似地，Llk为辅助开关在接通瞬间提供了ZCS条件，其值可选类似于任何缓冲电感[34]。次侧Llk的值为:

其中k为耦合电感的耦合系数，L2为二次绕组的电感，它等于n的平方乘以LM (L2 = n2LM)。因此，二级边Llk可得为

最后,n的值的选取非常重要，由(6)和(14)可得omega;0和Z0的值如下:

因此,omega;0 Z0和的值,间隔的持续时间2独立于n。此外,如果theLlk获得的(14)被替换(4),(9)和(12),可以看出,间隔的持续时间1,3,4也独立于n。因此,灵活地选择n的值。辅助开关的电压应力等于nVHD。因此，选择较小的n值可以降低辅助开关的电压应力。但是，从(14)可以看出，n的值越小，Llk的值越小，Llk起着辅助开关的缓冲电感的作用。因此，可以在1/4-1/2范围内选择n is的值。

2.软开关条件

正如前一节所讨论的，在间隔1期间，为了消除整流二极管的反向恢复损耗，通过辅助电路将SR主开关的电流减小到零，然后短时间内反向流动。SR主开关的反

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