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一种高调光比LED驱动器控制器的设计与实现

徐孝如，吴晓波，赵梦恋，严晓浪

（超大规模集成电路设计研究所，浙江大学，杭州，310027，中国）

摘要：本文提出了一种带数字调光模式（DMD）的高调光比发光二极管（LED）驱动器控制器芯片，该芯片是由升压功率变换器和调光控制块组成。为升压转换器获得高的调光比，提出了一种新型的恒定导通时间（COT）控制策略。此外，该转换器功率级的足够快的负载瞬态响应确保其高的调光比，COT控制电路进行操作主要是基于两个电流电容器定时器和一个有限状态机（FSM）。这个LED驱动器控制器芯片被设计制作成用管芯面积为1:31、1:43mm²的1.5米双极-CMOS-DMOS（BCD）过程。实验结果表明，该LED驱动系统能正常工作。而且，正如所料，最小的1.0秒LED调光和基于1 kHz调光频率下1000：1对应的调光比都成功实现。

关键词：BCD过程；升压转换器；COT控制；LED驱动；高调光比

DOI：10.1088/1674-4926/30/2/02501

EEACC：2570A

1绪论

最近，作为环保光源，发光二极管（LED）被越来越广泛地应用于光线和显示系统中。而且在这些应用中，通常要求LED的高和亮度可调。然而，一个单一的LED的最大亮度受电流密度和产生的热量的限制。在某些情况下，数个LED串联连接以获得足够的亮度。由于高功率LED的正向电压范围通常从2.8伏到3.6伏，一个LED串的总正向电压可能比大多数电源的输出电压要高，因此，升压电源转换器在LED驱动系统被广泛采用。

对于亮度调整，模拟模式调光（AMD）是一个常规的选择，然而，由于在AMD模式中亮度是通过改变LED电流密度或电流幅度来调节的，这会产生色移问题[1]。 AMD的另一个问题是，模拟控制信号难以得到。例如，在AMD的模式中，为了得到精确的亮度控制，需要DA转换器，这将增加系统的复杂性和成本。相反，数字模式调光（DMD）被证实是减轻这些问题的有效方法，因为它是由LED电流的脉冲宽度调制来实现的，且电流幅度保持恒定，于是，在DMD模式下LED的亮度正比于调光控制信号的占空比。此外，用DSP或微控制器很容易实现PWM调光控制信号。因此，在大多数LED照明系统中更青睐DMD。

高光比LED要求实现高对比度的显示，基于升压转换器的一个高光比控制方案在参考文献 [2] 中有描述。

在调光打开的时段，功率级作带输出电流反馈的传统电流模式升压转换器运行，在调光断开的时段，电感峰值电流信息被保存在电容器上，并且为了防止空载情况下过大的动力从电感传输给输出电容器，升压电源开关是关闭的。受电感电流的恢复时间和升压开关打开延迟的限制，调光打开的最小时段应长于三到四个开关周期，这决定了可获得的最高调光比。

本文提出了高的调光比LED驱动方案。该方案的特色是前文提到的最小调光开通间，并是在COT升压的基础上运行。

2 系统构成

所提出的高功率LED驱动系统如图1所示。它由一个COT控制升压功率级和调光控制区组成，它主要是一个OTA。

图1 LED驱动系统的框图

当DIM信号为高时，调光开关SW₂被接通，并在OTA感测流经LED串的电流I_LED并输出误差信号V_CTRL到负载电容器C_VTH。然后V_CTRL被设为于功率级参考电压。升压功率级由外部电源设备组装起来，它像一个能产生相应的输出电压V_OUT的电压控制电压源（VCVS）工作着。当在DIM信号变为低电平，SW₂被关断，切断I_LED。同时，采样保持开关SW₁也关掉，以保证在调光断开期间控制信号V_CTRL由C_VTH维持。因此，该调光控制方案的主要特点是输出电压总是保持供应稳压LED电流，并避免问题见参考文献[2]。

应当指出的是，为了实现所提出的LED控制方案，功率级的负载瞬态响应必须足够快，因为在LED串开通的瞬间，升压转换器的负载瞬态响应越快，LED电流的稳定时间越小。

传统的电流模式和电压模式控制升压功率变换器在control to output传递函数中包含了一个右半平面零点，这使补偿回路设计变得复杂了并且限制了系统的带宽。迄今为止，滞环控制被认为拥有最快的负载瞬态响应。此外，它通常不需要额外的补偿回路。然而，由于它的输出电流不连续，所以对于升压转换器来说实现传统迟滞控制比降压转换器要难。迟滞升压转换器的研究要投入一些努力，例如在参考文献[6,7]中所述。那些提出的系统是相当复杂的，使得它们在实际应用中没有被广泛采用。

在本文中，为控制升压转换器，提出了一种易于实现的COT控制方案，它给快速负载瞬态升压型电压调节器的设计提供了另一种方案。

3 COT控制器的电路设计

3.1 COT控制原则

CTO升压转换器的框图由图2所示。在连续传导模式（CCM）中，反馈电压V_FB与固定2.5 V参考值进行比较，如果V_FB低于2.5伏，电源开关SW被接通，并持续一段预定时间T_ON。然后SW被关断。SW的断开状态的持续时间，T_OFF，是由两个时间间隔中较长的一个决定：一个是断开计时器的时间长度，另一个是V_FB低于2.5 V的时间。在不连续传导模式（DCM）中可以用相同的方式进行分析。它们之间的唯一区别是，在DCM运行状态下，当下一T_ON被触发时电感器电流已经降为零。

图2 COT升压转换器的原理图

对于反馈结构，传统的电阻分压器会衰减脉动信号，脉动信号是关断时间调制所必需的。为了避免这种效应，采用基于反馈结构的电流宿。图2是它的结构。由OTA所提供的V_CTRL信号被加到一个电压到电流（V= I）转换器和1/R2的跨导上，同时，也决定了V_CTRL到V_OUT的增益。由于反馈节点（反相比较输入）现在变成高阻抗，几百皮法的C_CP是很大的，足以遏住纹波电压而没有显著的幅度衰减。由于在迟滞的状态下关断时间仍在调制，与迟滞控制相比COT控制用一个更简单的电流检测方法维持着快速瞬态响应。

3.2 COT逻辑实现

如图3（a）表示的状态图中，在COT控制逻辑中存在五种电路状态中。为了减少组合逻辑的规模，三个输出信号Q0, Q1, Q2用来实现COT FSM。这里Q0表示过电流状态，Q1和Q2分别是开通定时器和关闭定时器控件。 例如，Q0Q1Q2= 110对应于过电流状态。图3（b）是基于三个NAND合成的FSM，RS锁存L0~2。断开定时器的概念结构如图3（c）所示，在支架上的网或设备名称是具有与关断定时器的类似的结构的定时器。

图3（a）CTO逻辑图 图3（b）控制FSM的合成

图3（c）关闭定时器的简化电路方案 图4 CCM下COT逻辑的关键波形

在CCM运行的过程中，无过电流产生，COT逻辑状态转换的波形如图4所示。从t1到t2，关断定时器定时，并且FSM处于“010”状态。一旦断开定时器的电容器的电压达到V_THOFF， OFT F的输出变为高电平并通过端口L2高设置Q2。由于C_OMP是在同一时间是低电平，Q1将维持高位且FSM因此而运行在 “011”状态。“011”状态，即关断时间调制状态，一直持续到COMP信号变为高电平，并当V_FB 比V_CTRL低时在t3时刻通过L1的出端口R复位Q1。在下一个“001”状态，升压开关导通，导通定时器开始计时，直到V_CTON达到V_THON ，这时ONT F变为高电平，既而分别通过L2的R口重置Q2通过L1的S口设置Q1，FSM转到状态“010”，即再次设定关断时间的状态，其他状态转换可以用类似的方法进行分析。

3.3 CCM频率控制

如果开通时间是固定的，不管输入电压和不同的输出电压规格的变化，这种转换器的操作频率都将有所不同，这使在特定的输出纹波下输出滤波器的设计复杂化。假设升压转换器开关的预期周期为T_S，T_S之间T_ON和的关系是

（1）

这里V_D是升压整流二极管的正向电压，虽然它比V_OUT、V_IN小得多但可以忽略不计。公式（1）表明，如果假定T_S恒定，T_ON应正比于V_OUT-V_IN和反比于V_OUT。由于定时周期正比于定时临界值V_THON，反比于充电电流I_CON，得到这样一个T_ON最简单的方法就是让V_THON正比于V_OUT-V_IN、I_CON正比于V_OUT，它的电路实现由图5所示。

图5对CCM频率控制时间发生器

在图5中，V_OUT- V_IN由它们的相应的电流信号的减法实现的，计时器的阈值电压V_TH为：

（2）充电电流I_CON直接反映于从VOUT通过一个电压到带K2增益因子的电流转换器：

（3）

从方程（2）和（3）可得，此电流电容器定时器的开通时间周期可写为：

（4）

将方程（4）带入方程（1）可得开关周期的公式：

（5）

因此，如果T_S被设为1micro;s，定时参数可设定成R_T= 20 kOmega;，C_TON=5 pF，K₂ =0.1，K3= 1，这些值的电阻和电容适于集成。

4 OTA设计

OTA用于实现LED电流调节，因此，它需要具备两个特点。首先，能容纳电流反应电阻小的反馈电压，其输入共模范围的低限应该足够低，此外，为防止在启动时输出电压过冲，软启动功能是必要的。

图6给出了所提出的OTA的电路图。在这里，在虚线矩形的设备是外部元件。基本跨导放大器由MN_1-4，MP_1-4，T₁和T₂组成。可以计算 OTA的跨导：

（6）

V_T是正比于绝对温度（PTAT）的热电压。为在宽的温度范围内保持恒定g_m，差动对的尾电流I_TAI也是PTAT电流。

图6 带软启动的OTA原理图

为减少LED电流检测电阻RSNS的功耗，优选值小的RSNS，这使其上产生小感测的电压，为配合OTA的小输入共模电压，要使用一个由T_3-6和两个偏置电流源组成的电平移位器。带电平移位器的OTA最低输入共模电压V_CML是

（7）

其中，V_DSAT是MN₃的过驱动电压，V_BEn是T₂的基极发射极电压，并且2V_BEp是T₅和T₆的基极-发射极电压的总和。该V_CML是近地面的共模输入电压。因此可以使用小的LED电流传感电阻器。

为了防止启动时的输入浪涌电流和输出电压过冲，V_CTRL的控制电压应轻轻地或逐步开启。软启动电路也示于图6。当启动时，只要EAN变低软启动就被激活，这意味着升压转换器被使能，然后V_SS会从零缓慢上升，并V_CTRL将跟踪由负反馈回路MP_4-6，MN₁和MN₂组成的这个电压。为了减少V_CTRL到V_SS控制误差，MP₅和MP₆应在DC中有相同的偏置。做到这一点，软启动结构的偏置电流I_b约为I_TAIL的10倍，软起动过程中，I_b电流的一半将流过的MP₅并镜像到MN_{2 剩余内容已隐藏，支付完成后下载完整资料}

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