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使用分支线谐振器设计具有多个独立可设计传输零点的微带交叉耦合带通滤波器

摘 要

本文提出了一种新的分支线谐振器来设计一个四阶交叉耦合带通滤波器（BPF）.从理论上讲，该分支线谐振器起着两个重要作用。第一，任意数量的传输零点可以在一个四阶交叉耦合带通滤波器的阻带进行设计。第二，在没有阻抗变压器的情况下，所需的外观品质因数也可以被设计。本研究探讨了一种新的四阶交叉耦合带通滤波器，这种带通滤波器具有一对由通带附近的交叉耦合机制所产生的传输零点和五个由该阻带上的谐振器所产生的独立设计的传输零点。

关键词：分支线谐振器，交叉耦合带通滤波器（BPF），外部品质因数，传输零点

1绪 论

近来，移动通信用户数通信在日本迅速增加。日本邮电电信部曾报道的用户数有这扩大了每年6千万。在以W-CDMA制备作为第三代移动电子通信系统为了克服通信系统通信容量的限制。在W-CDMA的基站必须要配备该具有高选择性微波滤波器。高温超导电（HTS）无源滤波器是对于这种系统比较合适的设备，因为它们具有低的插入损耗，窄带宽和尖锐的边缘排斥。除此之外，即使一个制冷机被包括在系统中，它们也比以前通过波导和介质谐振器构成的滤波器小得多，该基于准椭圆函数特性的具有尖锐的边缘排斥的交叉耦合滤波器具有比切比雪夫型滤波器更少的谐振器。

传统的非0°进四阶交叉耦合带通滤波器是利用耦合谐振子型方法设计的，选择性是有利的，因为通带附近的交叉耦合机制能产生一对传输零点。然而，阻带抑制的水平可能会退化，因为信号可以直接从输入谐振器穿过输出谐振器。此外，这两个传输零点必须同时设计;也就是说，每个传输零点不可能独立地被设计，而且如果两个传输零点设计得远离了通带，则需要一个小的电耦合。然而，提取一个精确的小电耦合是困难的;即，难以在一个小电耦合预测到两个传输零点的频率。因此，由交叉耦合机制所产生的远离了通带的两个零点不适合于阻带频率。因此，这个非0°进四阶交叉耦合带滤波器通过在组带上产生两个另外的传输零点来促使阻带反应。虽然两个附加的传输零点附近的阻带水平得到了相当大的改进，但当特定的外部品质因数已确定时，很难设计好两个零点的频率使之匹配所需阻带。此外，一个包括使用不同的谐振器的过滤器被设计为扩大阻带的反应，但所期望的抑制率是不能简单的得以体现的。一个滤波器中的传输零点已经被[4]和[5]设计出了，因此改善了所需的阻带频率响应。为了增加阻带上传输零点的数目，在输入/输出谐振器出来的带外拒绝上提出了具有多个四分之一波长线的网式过滤器，但当固定了外部品质因数时，零点的位置是难以设计的。

在这项研究中，所提出的分支线谐振器被用于设计一种新的四阶交叉耦合带滤波器的输入和输出谐振器。所提出的分支线谐振器是由N部分开路短截线组成的。从理论上讲，在该滤波器中，每个分支线谐振器可以在阻带上设计N-1个独立的传输零点。换句话说，该过滤器可以在阻带上设计任意数量的传输零点。根据文献的综述，以前的研究还没有开发出一个方法去在基于耦合谐振方法的四阶交叉耦合带滤波器的阻带上设计任意数量的传输零点。这项研究的目的是对多个独立传输零点的详细设计。另外，通过适当地设计该分支线谐振器，所需的外部品质因数也可以被满足而无需额外的变压器，如在[7]和[8]。

2基于拟议分支线谐振器的传输零点的设计

图1:拟议分支谐振器的等效电路模型

这种具有多个传输零点的拟议分支线谐振器可以由N个并联短截线组成，如图1所示。为了设计多个独立的传输零点，该分支线谐振器具有N-1个开路短截线;也就是说，这N-1个开路短截线各自的长度被设计为等于有害频率附近的四分之一波长（lambda;/4），并且残余短截线被用于相邻谐振器之间的耦合。从理论上说，并联短截线可以产生任意数量的零点。然而，当使用大量的短截线时，有害的耦合就会被引入。因此，可以在不同的频率设计零点以减少短截线之间的有害耦合。在[7]和[9]中已经提出了计算谐振器的外部品质因数的方法。

如图1所示的端口所定义的输入导纳Y_in和外部品质因数Q_e可以表示为下面两个式子(1)和(2)：

在(1)和(2)中，Z_i和theta;_i，i=1,2，...，或N都是特性阻抗与各开放短截线的电长度，R_L是从分支线谐振器到负载的负载阻抗。在[7]和[8]所使用的滤波器结构中，每个输入或输出谐振器可以设计一个附加的独立传输零点以增加所需的阻带抑制水平。然而，为了满足每个端口所需的外部品质因数（即，每个端口所需的阻抗匹配），可能会在输入谐振器之前或输出谐振器之后增加一个附加的变压器，这个过程可能需要一个更大的电路面积。在所提出的滤波器设计中，分支线谐振器可以在不需要额外的阻抗变压器的情况下设计其外部品质因数。例如，如图1所示，当短截线T_i（或T_irsquo;），i=1,2，...或N-1是为了N-1个传输零点而设计的时，短截线T_i（或T_irsquo;）的电长度，i=1,2，...，或N-1是固定的，这时每个短截线等同于每个所需传输零点的频率的四分之一个波长。变量Z_i，i=1,2，...，或N，和theta;_N选择两个未知变量，而剩下的变量可以被任意设计。随后，这两个未知变量可以使用(1) = 0(Y_in = 0)和(2)而得以解决，这里Y_in =0是分支线谐振器的谐振条件。因为(2)中的外部质量因数Q_e是为了滤波器规格所需要的值而被选择的，在拟议分支线谐振器的设计的基础上，[7]和[8]中所使用的附加变压器可以得到避免。这种分支线谐振器通过条件(1)=0(共振状态)和(2)来处理两个剩余未知变量的方法跟[10]里面所使用的方法相似，这种方法可以避免使用附加的阻抗变压器。

3具备多个独立设计的传输零点的带通滤波器的设计

图2:传统的微带非0°进四阶交叉耦合带通滤波器

图3:在输入和输出端口附近使用分支线谐振器的拟议微带带通滤波器

图2展示了传统的非0°进四阶交叉耦合带通滤波器[1]，这种带通滤波器通常可以产生两个传输零点增加通带选择性。从理论上讲，如图2所示，在设计两种信号传输路径的同时设计一个短路，可以产生一个附加的传输零点。因此，将所述短路放在输入或输出谐振器的馈电点处（图2中的点A或点B）可能是一个优选，因为所述短路可以通过两个路径（路径1和2）被共享。如[7]和[8]所述，通过调整输入或输出谐振器的进给位置，在输入或输出谐振器的馈送点可以很容易设计一个附加短路;然而，它增加了变压器的尺寸。因此，本研究提出了一个新的四阶交叉耦合滤波器来获得额外的独立可控的传输零点，而不需要额外的变压器。这个设计用在第二节中提出的拟议分支线形状的谐振器代替了传统的非0°进交叉耦合滤波器（图2）的输入和输出谐振器。图3展现的是带有五个额外的独立传输零点的过滤器的布局，与传统的非0°进交叉耦合滤波器（图2）相比较。此外，该交叉耦合滤波器的结构[1] 曾被用来设计所提出的过滤器，这种交叉耦合滤波器可以产生一对通带附近的传输零点，从而增加选择性。

这种带通滤波器（图3）被设计为一个约6％的3分贝分数带宽（FBW）和大约2千兆赫的中心频率。基于该说明，这个外观品质因数和耦合系数为Q_e =15.91，M₁₂ = M₃₄ =0.052，M₂₃ =0.046，M₁₄ =0.01，Q_e是外观品质因数，M_ij是R_i和R_j之间的耦合系数。对于输入谐振器R₁(短截线数N=4)，开放短截线的电气长度T₁ 、T₂和T₃分别大约为2.8千兆赫、4.2千兆赫和3千兆赫的90度。即在大约2千兆赫时，theta;₁=64.3°，theta;₂=42.9°，theta;₃=60°。因此，临近2.8千兆赫、4.2千兆赫和3千兆赫时可以产生三个传输零点。另外，本研究设置Z₁ = Z₂ = Z₃ =70Omega;，剩余未知变量Z₄和theta;₄可以通过(1)=0(Y_in = 0)和(2)来计算，(1)=0是拟议谐振器的谐振状态，(2)是过滤器的具体外部品质因数。然后，这个研究取大约2千兆赫下Z₄ =50Omega;，theta;₄ =106.5°。对于输出谐振器R₄(短截线数N =3)，开放短截线的电气长度T₁rsquo;、T₂rsquo;分别大约为1.6千兆赫和3.6千兆赫下的90度。即在大约2千兆赫时，theta;₁=112.5°，theta;₂=50°。因此，；临近1.6和3.6千兆赫时可以产生两个传输零点。另外，研究设置Z₂ = Z₃ =50Omega;，剩余未知变量Z_,1和theta;₃可以通过(1)=0(Y_in = 0)和(2)来计算.然后，本研究取大约2千兆赫下Z₁ =33Omega;， theta;₃ =67.9°。残均匀阻谐振器R₂和R₃在2千兆赫下被设计为谐振器，如图3所示。

所实现的滤波器的基板具有3.65的相对介电常数，厚度0.508毫米，和0.0095的损耗角正切。详细尺寸如图3所示，图4展示的是拟议滤波器的仿真和实测的结果。所测量的中心频率，3分贝分数带宽和最小的插入损耗分别约为2千兆赫，5.9％，2.85分贝。通过使用交叉耦合带通滤波器结构[1]，一对传输零点得以在通带附近产生，以提高选择性。这五个独立可设计的传输零点分别在约1.65千兆赫(TZ₁)，2.71千兆赫(TZ₂)，3.05千兆赫(TZ₃)，3.6千兆赫(TZ₄)，和4.21千兆赫(TZ₅)被测定。由拟议分支线谐振器（R1和R4）所产生的五个附加的独立传输零点会引起五个频率深度来提高所需阻带的排斥水平。这里，大约5GHz下由短截线T₁rsquo;产生的零点也可观察到。表I展示的是在输入/输出端口除去变压器的情况下，此次研究与一些谐波抑制过滤器之间的比较。

表I:以往研究与本研究的对比

4结论

本文提出了一种新的微带四阶交叉耦合滤波器，包括使用阻带上具有五个独立设计性传输零点的拟议分支线谐振器。该分支线谐振器起着两个重要作用。第一，任意数量的传输零点可以在一个四阶交叉耦合带通滤波器的阻带进行设计。第二，在没有阻抗变压器的情况下，所需的外观品质因数也可以被设计。本研究探讨了一种新的四阶交叉耦合带通滤波器，这种带通滤波器具有一对由通带附近的交叉耦合机制所产生的传输零点和五个由该阻带上的谐振器所产生的独立设计的传输零点。拟议分支线谐振器可以分别设计外观品质因数和传输零点。从理论上说，该滤波器中传输零点的数量是不受限制的。因此，通过适当地设计拟议分支线谐振器，在四阶交叉耦合滤波器的阻带上可以比在那些实施滤波器上获得更多的传输零点。

参考文献

[1] J. S. Hong and M. J. Lancaster, “Couplings of microstrip square open-loop resonators for cross-coupled planar microwave filters,” IEEE Trans. Microw. Theory Tech., vol. MTT-44, no. 12, pp.2099–2109, Dec. 1996.

[2] C. M. Tsai, S. Y. Lee, and C. C. Tsai, “Performance of a planar filter using a 0 feed structure,” IEEE Trans. Microw. Theory Tech., vol. 50, no. 10, pp. 2362–2367, Oct. 2002.

[3] C. F. Chen, T. Y. Huang, and R. B. Wu, “Design of microstrip bandpass filters with multiorder spurious-mode suppression,” IEEE Trans. Microw. Theory Tech., vol. 53, no. 12, pp. 3788–3793, Dec. 2005.

[4] A. Torabi and K. Forooraghi, “Miniature harmonic-suppressed microstrip bandpass filter using a triple-mode stub-loaded resonator and spur lines,” IEEE Microw. Wireless Compon. Lett., vol. 21, no. 5, pp. 255–257, May 2011.

[5] C. H. Kim and K. Chang, “Wide-stopband bandpass filters using asy

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