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PWM控制下超电容双向直流后备系统

摘要：在瞬时电源主故障的情况下，对基于超级电容器（UC）的dc-dc电源的控制对于为关键负载提供可靠的能量备份至关重要。基于这点，充电与放电间流畅与不间断的转换对控制超电容堆至关重要。对于充电与放电次数至关重要的不间断运行系统而言，为充电放电子系统提供不同的控制结构显得很重要。虽然当代控制技术能够确保无缝转换模型，但却不能支持不同的控制结构控制同样的子系统。本文提出了一种独立的转换控制策略，确保在充电与放电模式之间无缝转换。本文的控制结构是基于脉冲宽度调制闭锁，并且展示了控制模式间的最快模式转换。本文提出的控制结构也阐明了区别不同控制模型的精确方法。在本文中说明了该控制方法与传统方法相比的优势。本文所采用的控制策略经过理论阐述和实验验证，运行非常有效。

1引言

基于超电容的双向DC-DC变换器被应用于混合动力电动汽车的后备系统，控制牵引与运输系统，电能质量和微电网系统。图1描绘了一个双向DC-DC转换器电容堆将一个输入电压传输给电感L。图中开关和与之相连的电压是用来模拟被分离的输入电压，并不属于后备系统的组成部分。在充电过程中，该转换器表现为buck变换器为超电容组充电。在此期间，负载要求电压能为临界负载供电。在放电过程中，当输入电压间断时，超电容组作为后备电源为临界负载供电。基于不间断充放电模型转换的双向DC-DC变换器的控制器可以大致被分为以下几类：1）占空比控制；2）统一控制方法；3）独立开关控制方法。

图1基于电容的后备系统

基于占空比的控制选择固定占空比,其中充电控制模块被识别[12]，[13]。占空比控制器控制的的基于电荷平衡的DC-DC变换器一般用于汽车牵引系统，风能双馈感应发电机。虽然图1所示的这种控制方法被广泛运用，但是局限于输入电压远大于超电容堆电压的系统中。但对实际转换器而言，占空比控制器是不可替代的控制模型。在此控制方法下，需注意0lt;lt;,且0lt;lt;1,为超电容组额定电压。

从跨越的角度考虑，电容组充放电时间显得尤为重要。因为电容组能够耐受较高的瞬时功率，所以DC-DC转换器接口有充分的电流裕量，恒压控制能够减少模式转换时的时间延迟，和比恒定电流（CC）控制更平滑的充电曲线[ 15] - [17]。因此，在不间断应用系统中，超电容组充电采用恒压控制或恒功率控制更具优势。

正如其名称所示，统一控制策略涉及用于充电和放电操作模式的单个统一控制结构，如图1所示。从图2可以看出，从放电模式到充电模式的模式转换是无间断的和自动的。然而，使用该控制的重要限制在于，虽然放电控制使用双环路结构，但是充电控制结构总是必须采用单环路电流控制。因此，统一的控制策略仅支持CC充电。因此，当充电和放电控制都涉及外部电压和内部控制流如图3所示，统一的控制策略变得不太有利。

图2统一策略的充放电模式转换模型

图3（a）充电模式控制框图（b）放电模式控制框图

另一方面，如图3所示，独立开关控制方法能够控制不同的充放电闭环子系统。因为这种控制能够利用不同的控制结构独立控制SW1到SW2（如图1），所以被称作独立开关控制。在这种控制方式下，虽然独立的控制结构能够分别控制充电与放电过程，但是在两种控制模式之间提供一个逻辑模式切换显得很有必要。在[21]中，提出了双向转换器独立开关控制方式。但由于存在过度时间，不能实现不间断转换。所有关于三种控制技术的比较见表1。

表1占空比，统一控制策略，独立开关控制比较

应该注意，文献中报道的模式识别可以分类为上述三种方法之一。例如，Somayajula和Crow [9]使用改进的控制策略来改善电力质量和在配电网中的间歇性平滑指标，其中在配电网上产生的功率差和所需负载功率决定UC堆是否应该放电，带电。 Kamel，Chaouachi和Nagasaka [11]在基于风力发电机的微电网中使用基于IG的模式识别。在这种系统中的模式识别是这样的，即如果风力涡轮机PIG产生的功率大于Pref IG，则Ustack充电，否则Ustack放电。其他控制技术如燃料电池-UC接口应用的三回路控制结构在[10]和[22]中讨论，但是由于其三回路结构而具有缓慢的动力学。虽然模式识别控制，如上所述，适合于利基应用存在，本文提出的模式识别算法是通用的，并且可以被合并在很多应用中。从表I可以看出，虽然独立的开关控制允许CV / CP充电并且具有电压操作范围，但是模式识别和模式转换需要转向逻辑。本文提出一种基于脉冲宽度调制（PWM）控制的新型模式识别算法，其作为基于UC的双向DC-DC转换器控制的转向逻辑。所提出的控制使用PWM块方法作为模式切换逻辑，以确保在两个控制模式之间的平滑，无缝的转变。

在表1中我们可以看到，虽然独立开关控制可以支持恒压恒功率充电，并且工作电压范围更广，但是模式识别与模式转换需要附加的逻辑控制。本文提出了一种新颖的基于PWM控制的模式切换逻辑来控制基于电荷平衡的DC-DC双向变换器。本文提出的控制利用PWM控制模式切换逻辑控制在两种模式间不间断平稳转换。在表1中,虽然占空比控制方式要求0lt;,本文所提出的控制方式则需，因此增加了超电容组的生命周期和缩短了备份时间[16]。然而，

该方法并没有强行限定电容组的工作电压范围，也允许电容组在更低的正常电压下工作。因为该方法相对于基于占空比控制方法电容组能承受更高的电压，如果在负载给定条件下，在之前描述案例中的电流会更低，因此在转换器中功率损失会更小。本文还提供了针对基于UC的直流 - 直流备用系统特定的放电操作模式的控制器增益的几个设计细节。闭环控制器设计和模式识别算法分别在第II节和第III节中说明。

2闭环控制系统的设计

闭环控制器设计关键负载的能量备份系统由UC堆栈组成，通过双向DC-DC转换器与直流电源连接，如图1所示。双向转换器的闭环控制器设计可以分为充电操作和放电操作的控制设计。双向操作的总体控制结构如图1所示。应该注意，虽然充电和放电的控制结构控制看起来非常相似，充电控制的外部电压环路调节UC叠层电压，而放电控制的外部电压环路调节输出电压。

1. 用于充电操作模式的控制器

内部电流回路和外部电压回路的设备和控制器传递函数分别如（1）和（2）中所示[23]。与UC堆叠作为负载相对应的频率相比具有更好的阻尼到具有R负载的常规降压转换器。内部电流环路的设计带宽（BW）为2.5kHz。

内部电流控制器和外部电压控制器的设计基于[23]。

1. 用于放电操作模式的控制器

内部电流环在增益交叉频率附近的boost模式控制器和buck模式控制器相似，唯一的区别在于，对于不同的UC电压和负载条件使用boost模式控制器设计。内部电流环路的相应控制BW被选择为2.5kHz。如（3）和（4）所示，得到内电流环的装置和控制器传递函数。

另一方面，与充电模式控制结构相比，外部电压环路控制具有不同的设备结构。外电压环路的电站传递函数如式（5）所示，其基于[23] 。

如文献中广泛报道的，传递函数中的右半平面（RHP）零点需要仔细选择控制器以确保稳定性和期望的BW。在基于UC的放电操作模式中，需要在UC电压和负载条件的宽范围内评估控制性能，如[24]所述。PI控制器用于外环传递函数，如以下等式所示：

在[24]中显示，相应的BW和阻尼因子xi;可以表示为：

3模式识别算法

使用PWM控制用于无缝模式转换如第一部分所示，与统一控制策略不同，开关控制方法允许单独的控制结构，用于两种操作模式 - 直流变流器控制中的灵活性。然而，后一种情况下的模式识别主要是在大型项中，其中不允许改变参考命令的改变。通过采用模式识别算法来解决模式转移问题，如第III-C节中所解释的。

A.模式识别参数的选择

将整个能量备份系统作为双端口网络，如图1所示。需要输入和输出参数来精确地识别控制模式。为此，采用输出电压（输出参数）和电感器电流（输入参数）。可以注意到，，其中是电源电流，也可以用作输出参数。然而，这可能导致对负载变化和其他变化的控制模式的假识别。此外，电源电流是测量容易产生噪声，需要额外的传感器。同时实现数字领域控制是一个关注点。因为和已经被感测用于闭环控制，所以它们被证明对于模式识别目的工作良好。在电源电压和期望的输出电压之间选择势垒电压以将电压降低到对电压感测的响应。除了之外，决定操作控制模式，基于还应用充电或放电PWM控制模式或PWM阻断模式。

B. PWM闭锁的必要性

由于开关控制方法中的充电和放电模式具有不同的控制结构，因此需要适当的模式开关逻辑来确保无缝模式转换。在本文中，PWM控制是在充电和放电模式之间的模式转换期间完成的，直到电感器中存储的能量完全收敛在放电到充电转变期间，施加到SW1的任何PWM脉冲也将导致类似的延迟。 PWM控制的持续时间通过使用电感器电流和输出电压来确定。由于闭环控制BW中的任何一个闭环控制BW，在阻止充电和放电模式之间的无阻和最快速模式转换的PWM阻断。 在图1中所示的电路的和的可能变化值，在各种闭环操作场景和模式转换中。 下面对其进行说明。

C模式识别算法

模式识别算法决定当电源可用时转换器在降压模式下操作，或者电源不可用时在升压模式下对UC bank放电。图4中所示的电流和电压的边界用于代表性目的。为了进一步解释在所提出的模式识别算法中的控制流程，使用有限状态机模式。

FSM是对于在不同操作条件下系统的行为，这些行为被定义为所有系统FSM的状态的代表性模式。当某些条件满足时，从一个状态到另一个状态之间的转换发生。这些条件被表示为:在该上下文中，两个控制模式，如图4所示，即充电和放电控制分别表示为状态S1和S3。下面解释的模式识别算法提出使用PWM控制作为新的状态S2,其总是作用在状态S1和S3之间的过渡状态。

1. 在启动和UC充电期间：在启动时，由于，充电期间的条件取为。因此，模式识别算法还适应起动条件。为了使模式识别更准确，充电控制基于电压和电流滞后，其中，这降低了模式识别时电压感测噪声的影响。在正常充电操作期间，等于电源电压，如图4(a)所示。由于充电操作时，UC组的充电基于外部电压和内部电流回路控制。在FEM模型中，充电模式表示为状态S1，如图4(b)所示。只要以上电压和电流条件被满足，系统继续在状态S1中工作，其在图4(b)中被表示为临界电压.
2. UC充电到放电暂态：在所有PWM被控制在充电 - 放电转换期间，电感器L通过D1的二极管放电。然而，在期间，系统继续工作在充电模式。由于所应用的控制取决于和，所以PWM控制仅当和时才应用，以便降低模式识别对电压和电流感测噪声的灵敏度。由于在该时段中不存在电源电压，所以输出滤波电容器放电以供应负载，导致降低。 PWM控制的持续时间可以由（8）估计，其中是在如图4所示的充电持续时间结束时的时刻处的UC堆电压。

PWM控制的过渡状态表示为图4(b)中的FSM模型的状态S2，分别使用临界电压E12和E23。类似地，当断开使得下降到以下时，临界电压E12指示状态从s1到s2的变化 。当增加到零并且最终满足时，临界电压E23导致状态从s2到s3的改变从而充电。

1. 电容放电时期：在该持续时间期间，UC组放电以调节处的输出电压，如图4(b)所示。类似于充电模式，在放电模式控制中，应用电流和电压老化滞后，并且相应的控制仅在和，以防止错误模式识别；放电控制模式表示为FSM模型中的状态S3，只要满足上述电压和电流条件，其被表示为图4（a)中的边E33。

表2模式识别逻辑控制

1. 在放电充电过渡时期：在放电-充电转换期间，PWM再次被阻断，直到减小到0A。然而，对于，系统继续工作在放电模式。还应该注意，在该时段，电源电压恢复。电感电流通过二极管在两个电压源和之间放电。该PWM控制的持续时间给定为，其中是在时刻的UC叠加电压，其在放电持续时间结束时 ，如图4所示。

类似于放电 - 充电过渡期，为了减少错误模式识别，仅在和时应用PWM控制，如图4（a)所示。放电-充电转变的条件在使用图4中的临界电压E32和E21的FSM模型中表示，如图4（b)所示。当连接到临界负载，使上升到以上时，临界电压E32引起状态从S3到S2的改变。当减小到零并满足条件时，E21导致状态从S2到S1的改变。

这里提供的模式识别算法确保了控制模式之间的平滑过渡。表2总结了PWM控制方法和，条件在控制模式识别中对应状态的作用。它也可以从图1中的FSM模型观察到。在图4（b）中,状态S1和S3之间的模式转换总是通过PWM阻断的状态S2发生。

它应该建立识别电压和电流滞后的算法，以防止PWM闭锁和中的噪声。 表3总结了几个临界值和相应的持续时间之间的关系。在实现数字领域中，在每个采样时刻评估表3中列出的临界值。因此，可以使用提出的模式识别算法来有效地解决用于单独的开关控制的准确模式识别的问题，其使用分别在第4和5节中描述的仿真和实验结果来验证。

表3 FSM模式识别的范围

表 表4不同负载和电压下功率

4仿真研究

在本节中，给出了基于PWM块方法的能量备份系统独立开关控制的控制器参数选择和相应的仿真结果。基于[24]中所示的分析，由于3Omega;lt;RL lt;15Omega;，13V lt; lt;24V，对于给出控制器增益的极限值的设计，RL=3Omega;和的最坏情况操作条件，其中 lt;10.8和 lt;37815。在RL和中的变化的位置列在表4中。从表4中的阴影区域可以看出，RHP

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