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结构简单的双槽宽带圆极化天线

摘要：提出一种结构简单的单馈双槽宽带天线。在地平面中蚀刻两个半圆形槽用作散热器，该槽与印刷在衬底另一侧的50Omega;微带馈电线近距离耦合。制造的天线总尺寸为101*64*1.52mm³，实现从3.63GHz到9.21GHz，其阻抗带宽为86.9%，从4.18GHz到9.12GHz，其轴比带宽为74.3%。模拟和测量结果的一致性表明，在3.9dB到7.3dB的轴比带宽范围内，所测量的天线在宽边方向上的天线峰值增益验证了所提出的天线。

索引术语 -宽带、圆极化、高增益、缝隙天线。

I简介

在无线和移动通信系统中，对圆极化天线的需求在不断增加。以及在雷达系统中，圆极化天线与线性极化天线相比，圆极化天线有许多优点，如：减轻多径传播和减少极化失配。与此同时，带宽天线大量运用到实现高数据传输速率当中。因此，在带宽圆极化天线领域中涌现出大量研究。此类研究中包含交叉偶极子天线[1]-[4],磁电双极子天线 [5]-[7]以及介质谐振器天线[8]-[10]。在[7]中的磁电双极子天线可产生65%的 -10dB阻抗带宽以及71.5%的3dB轴比带宽，可获得8dB的稳定增益。在[8]中介质谐振器可产生46%的轴比带宽。但由于双极子天线的要求，即从发射器到地面的波长距离长度及介质谐振器天线厚度的控制过高，上述天线体积都相对过大。

图1.配置和装配天线

为解决此类问题，多层天线[11],[12]或2x2阵列天线[13]-[15]的概念逐步有学者研究提出。然而，在校正流程方面，多层天线出现问题，且反馈网络增加了阵列天线的复杂程度。此外，这些天线受圆极化带宽的限制。为解决这类滞后反馈的问题，门槽天线[16],[17]和单极天线[18]-[20]方面的研究出现广泛的调研。但所有天线中，无一可达到超过70%的轴比带宽。

本文就此提出简单结构的双槽宽带圆极化天线的概念。此类天线在地平面中蚀刻两个半圆形槽，并受衬底另一侧50Omega;的微带馈电线近距离耦合。通过调试使两个半圆槽到达反馈点后，可以实现并组合两个相邻的圆极化模式，在阻抗带宽和轴比带宽两方面都实现高增益双槽宽带圆极化天线。

II.天线设计

本文所述的圆极化天线整体几何图如图1所示。该天线在地平面中蚀刻两个半圆形槽，并受衬底另一侧50Omega;的微带馈电线近距离耦合。本设计印刷在介电常数为3.5、损耗正切为0.001、厚度为1.52 mm的Taconic RF-35基板上。图1中，代表槽1的第一个半圆形由圆(O₁,R₁)减去圆(O₂,R₂)的组成（注：在此O代表各圆圆心，R代表各圆半径）。槽1的设计是为了能让C波段的圆极化放射能达到最高，可至7.5GHz。同理，作为槽2的半圆图形由圆(O₃,R₃)减去圆(O₄,R₄)组成。和槽1比，槽2外表较大，目的是使C波段最低放射能可超过5GHz。槽1和2的适当结合可产生全面覆盖C波段的从4GHz到8GHz的圆极化带宽。

本设计最终结构的参数如下：O₁(1,-26)，O₂(-6,-26)，O₃(3.7,33)，O₄(12.2,33)，W =64，L =101，R₁ =4.3，R₂ =10，R₃ =7.8，R₄ =15，W₁ =3.5，L₁ =22.2，L₂ =28.5，L_f1 =26，L_f2 =33（单位：mm）。

图2.半圆槽的演化

A.单半圆槽

图2、图3所示为槽2的制作过程，并作为本实验中的半圆槽口设计原则。天线会产生线性极化现象，阻抗带宽此时处于较低频段边界（即4GHz左右）。根据下列所示的经验方程式可知，较低的边界频率f_l与槽口尺寸有关。

(1)

f_l的单位为千兆赫，R₄的单位为厘米。

其次，在天线2中，将圆转移至右侧，以引用两个退化模式。但在此，圆极化发射的要求并无法得到满足，且在图3（b）中的圆极化带的形成并未如预期所设。为更好提供轴比性能，天线3中的圆形槽口修改为半圆形，这不仅改善了衰减模式，也使天线在5GHz产生了圆极化波形。

1. (b)

图3.模拟（a）S11和（b）天线1-3的AR特性

(a) (b)

图4.模拟（a）S11和（b）不同天线配置的AR特性

B. 双半圆槽

为拓宽天线带宽，槽1，2结合成一种结构。为了进一步了解天线的工作原理，图4研究并给出了槽1、槽2和两者设计的回波损耗特性和轴比特性。由此看出，仅有槽1的设计可产生32.35%（6.58–9.12 GHz）的阻抗带宽和34.6%（6.05–8.58 GHz）的轴比带宽，此时圆极化的中心频率为7.5GHz。相反，仅有槽2的设计可产生35.44%（3.97–5.68 GHz）的阻抗带宽和51.8%（3.81–5.68 GHz）的轴比带宽，圆极化的中心频率发生改变，变为5GHz。

图5.在（a）5GHz和（b）7.5GHz下模拟天线上的电场分布

将这两个槽口适当结合后，整体极宽的阻抗带宽可实现86.3%（3.58–9.02 GHz）的宽度，而轴比带宽可达到73.3%（4.16–9.01 GHz）。此外如图5所示，基于在5-7GHz的电场矢量分布，在本文提出的概念下的圆极化放射机制可进行量化分析。值得注意的是，仿真的结果出现在两个不同的时期，如t=0和t=T/4时（T表示周期，E_S为槽内主要电场组成的矢量和），在5GHz时，场强主要集中在槽2。此外，t=0和t=T/4时，E_S在方向上相互垂直，数量上相等。除去当电场集中在槽1的情况下，即使在7.5GHz 频率时也可得到相似的结果。在两个频率下，从 z轴上看，E_S的方向逆时针旋转，表示右旋圆极化，从 z轴上看，E_S的方向顺时针旋转，表示左旋圆极化。

III.天线参数研究

为了更好地理解天线使用过程中少量重要参数的影响，在此详细讲述天线的参数的内容。在本研究中，即使一个参数发生改变，其他数据在最后的设计值也不会发生变化。

每个槽的圆极化共振模式主要是受槽口周长影响，这与槽口的半径成正比。与此同时，微波传输带反馈线的长度对天线的输出阻抗影响很大。此处要注意，因为槽1是由半径为R₁和R₂的圆组成，所以改变R₁和R₂的值将会改shy;变槽1的电流路径。图6所示天线的运动与R₁的变化成反比。随着R₂的增长，在高频区的回波损耗和轴比曲线转向更高的区域。因为R₁的增大使槽1的周长缩小，从而减小了电流路径。相反，如图7所示R₂值的增大会使回波损耗和轴比曲线频率的下降。因为，增大的R₂使槽1的电流路经扩大。同理，槽2的形状由R ₃和R₄的值决定。R₃和R₄对天线特性的影响与R ₁和R ₂的影响相似（仅在低频区被影响的情况除外）。这是因为槽1较小且是为覆盖C波段低频而设计的，而槽2较大且可覆盖C波段的高频边缘。此外，图8所示为L₁（即微波输出带反馈线的长度）对槽1的影响。从图中可见，L₁的变化轴比特性的影响不大。但是，L₁值的增大，在低频带区、回波损耗曲线下移，而较高频带区的不受影响保持不变。L₂（即微波反馈线到槽2的长度）的影响如图9所示。与L₁同理，L₂对轴比特性的影响不大。另一方面，随L₂的增大，在高频区的回波损耗曲线下移而低频区的曲线保持不变。这样的结果解释如下：槽1和槽2在不同共振频区发射信号，当其中一个槽发射信号，另一个则作为负载的功能，而非发射器。因此，与反馈点相关的天线的输入阻抗受作为负载的槽的影响，即由反馈线到该槽口的长度决定[22]。

(a) (b)

图6.模拟（a）S11和（b）AR（不同值为R1）

1. (b)

图7.模拟（a）S11和（b）AR（不同值为R2）

1. (b)

图8.用不同的L1模拟（a）S11和（b）AR

1. (b)

图9.用不同的L2模拟（a）S11和（b）AR

1. (b)

图10.模拟和测量（a）S11和（b）AR和峰值增益特性

IV.实验验证

该天线在消声室中成功制作并进行了次连续验证。图10（a）中为仿真和实操中天线S11特性的对比。在实际操作中，天线中3.63-9.21GHz频率段内产生86.9%阻抗带宽，仿真过程中在3.58-9.02GHz频段内产生86.3%阻抗带宽,这表明理论和实践有良好的一致性。图10（b）中所示轴比和峰值增益特性在仿真和实操中的对比。实测值中在4.18GHz 到9.12GHz内产生74.3%的轴比带宽, 与仿真值中的4.16GHz-9.011GHz段内的73.7%的轴比带宽差别不大，成功覆盖所有的C波段。图10（b）中表明同轴比带宽在垂射方向的实测的峰值增益从3.9dB变化至7.3dB。

图11.模拟天线的辐射模式在（a）5GHz和（b）7.5GHz

图11显示了XZ和YZ两个主平面在5GHz和7.5GHz下的模拟和测量的远场辐射模图。值得注意的是，本实验中所提出的天线概念属于双向发射器。在 z 轴产生右旋圆极化，在-z 轴产出左旋圆极化。表格1是对本实验所述的天线与其他前文提及的其他圆极化天线的对比。此外，lambda;₀为每种表中天线在圆极化带上最低频的波长。表中可知在阻抗带宽和轴比带宽两项参数上，本实验所述的天线产生最大的可操作带宽。与表I中其他天线相比，由于使用了双槽口模式，本实验天线的表面规格较大于其他的天线。但是，因为该天线面积较小，体积也相对很小。仅有[16]中的天线可达到更小的体积，但同时轴比带宽和峰值增益的值也明显下降，低于本文所需的其他天线。

表1

所提出天线与其他报告中天线的比较

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