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基于模型非线性嵌入设计的非对称Doherty功放

Haedong Jang，IEEE会员，Patrick Roblin，IEEE会员，Christophe Quindroit，Yiqiao Lin和Robert D. Pond

摘要 - 介绍了一种设计Doherty放大器的新方法，它是利用基于模型的非线性嵌入技术来完成的。首先，在晶体管电流源参考平面上，Doherty固有负载匹配网络主要和辅助设备互连。其次，它利用嵌入器件模型获得封装平面所需的阻抗，并且通过偏移线将基波处的复合负载阻抗投射回电阻性负载上。阻抗变压器和主放大器的降低漏极电压用于设计非对称Doherty负载网络，同时为主设备和辅助设备提供必要的负载。通过调整辅助栅极偏置，进一步研究了非对称Doherty的漏极效率和增益曲线，并进行优化。在11dB功率范围内，漏极效率高于50％，通过实验观察我们得到2GHz连续波（CW）的41.8 dBm峰值的输出功率。这是使用Doherty功率放大器（PA）的双输入来实现的。通过执行Doherty操作的系统双输入CW表征，来建立相对的主辅相位偏移和功率偏移，在恒定增益下产生最大效率。

索引 - 非对称，Doherty，嵌入，负载调制，非线性，功率放大器（PA）。

1、介绍

HIGH-DATA-RATE通信环境需要具有频谱效率的调制方案，典型的RF功率放大器（PA）仅在峰值功率时具有峰值效率，并且在功率水平下效率降低，从而导致平均效率降低。Doherty放大器吸引了人们设计RF功率放大器，因为它们通过相对简单的结构实现了平均效率的提高[1]，[2]。传统的Doherty放大器仅提供6-dB的电平，而诸如长期演进（LTE）或多载波宽带码分多址（WCDMA）的信号都表现出超过10dB的PAPR。非对称Doherty放大器已被证明可以延长范围，产生更高的平均效率。Doherty放大器的概念图如图1（a）所示。主放大器和辅放大器建模为电流源。功率合成结，在图中标记为A，位于辅放大器[6]的电流源参考平面。

对于操作Doherty来说，准确地向设备提供调制负载是至关重要的。然而，高功率封装器件具有不可忽略的线性或非线性寄生元件，如图1（b）所示。结点A不再与节点B相同，因此，这时需要适当的匹配网络和阻抗逆变器来吸收那些寄生元件。在[6]中提出在结点A和节点B之间引入额外的传输线，以将辅助器件本征节点带出器件，同时考虑主要的寄生元件。通常，设备模型不可用的时候需要进行大量的模拟优化或器件表征工作，以补偿寄生元件。

更系统的方法是，先在电流源参考平面上开始设计，然后使用混合非线性/线性，嵌入/非嵌入技术来预测和维持预期固有操作所需的基波谐波的外部负载或激励[ 8] - [14]。最近报道了Angelov模型的嵌入装置模型，当Angelov装置模型可用时，该模型有助于这种方法[7]。将该技术应用于使用单个设备设计放大器的匹配网络可以是直截了当的。然而，由于主和辅助晶体管之间通过其寄生网络，匹配网络和Doherty组合器网络之间的相互作用，Doherty放大器的设计预计将比单器件放大器更复杂。此外，非线性嵌入技术只能在首先定义两个晶体管的固有操作之后应用。

为了解决上述问题并大大简化设计过程，我们建议首先仅使用两个设备的电流源来实现Doherty PA。本文提出的首先在当前平面上合成Doherty操作的优势与使用完整器件模型的传统设计方法相比，可以优化两个晶体管之间的相互作用以实现与器件匹配的Doherty负载调制 - 特点。然后，可以使用最近提出的非线性嵌入设备模型来合成在当前源平面处。

在这个顺序中，作者在应用非线性嵌入技术之前，使用两个理想的变压器开发了一种改进的Doherty设计程序，用于内在的Doherty负载匹配网络设计。这种方法在首次设计和实现16.7W峰值功率不对称GaN Doherty PA [5]中通过实验证明。在线性化之后观察到51.86％的平均漏极效率，保持对于具有8.85dB PAPR的10MHz带宽LTE信号激励的51.46dBc相邻信道功率比（ACPR）。在本文的扩展版本中，详细介绍了逐步设计过程，并针对主晶体管和辅助晶体管的任意最大电流比和最大电压比进一步推广了Doherty设计方程。接下来还将介绍本文中报告的其他新工作。

辅助放大器的导通时间可以通过栅极偏置来控制。在多个辅助放大器栅极偏置点处进行CW大信号测量，以研究通过所提出的设计过程实现的Doherty操作。特别感兴趣的是观察两者各种功率回退的效率和增益平坦度。然而，C类操作中的栅极偏压变化会影响辅助放大器的峰值电流，需要对输入功率分配器进行相应的功率分配比调节[15]。[5]中的Doherty放大器在输入端具有固定的功率比分频器。因此，为了在[5]的扩展版本中解决这个问题，还使用相同的非线性嵌入技术设计和制造了没有固定功率比分频器[16]，[17]的双输入Doherty放大器。然后在没有固定功率分配约束的情况下研究具有变化的辅助栅极偏置条件的操作。在负载调制正在发生的高功率区域中，提出了双输入Doherty放大器的系统表征方法。还提出了一种从系统特征数据中提取最佳恒定增益最大效率（CGME）的算法。然后研究具有不同辅助栅极偏置条件的最佳操作，并与[5]中报告的单输入固定功率比Doherty PA操作进行比较。

偶数段四分之一波变压器在[5]中被引入，以便于主放大器和辅助放大器使用相同的器件。它为设备提供必要的负载，以实现可调负载调制匹配。在这项扩展工作中，分析了变压器提供的带宽特性。已确定主要带宽约束由Doherty四分之一波阻抗逆变器支配，而不是添加偶数部分阻抗变换器。因此，通过采用先进的宽带反相器结构，例如[18] - [20]中提出的结构，可以进一步提高带宽。

第II部分简要回顾了使用相同器件的非对称Doherty放大器设计的可调匹配网络。第III部分详细介绍了使用非线性嵌入的Doherty放大器设计过程以及偶数段变压器的带宽分析。在第IV节中分析了单输入Doherty放大器测量结果的辅助栅极偏置调整。双输入Doherty放大器在第V节中与系统表征方法，CGME算法以及测量结果的分析一起引入。最后，第VI节介绍了所得结果。

图1所示。概念Doherty放大器(a)没有负载和(b)有负载。主放大器和辅助放大器所见的有效负载随各放大器的电流贡献而变化。

二、非对称数据的匹配网络使用相同的设备

假设辅助放大器是线性的并且接近B类操作条件，Doherty PA的效率在[21]中很好地得出。发生负载调制的高功率区域的效率可以近似为具有8.85dB的PAPR。在[21]中相当于。假设只有主放大器导通的低功率区域的效率与图2 [21]，[24]所示的B类功率放大器相同。通过使用大于1的效率曲线可以向左移动，从而导致高峰值平均信号的平均效率更高。例如，对于非对称结构，使用具有8.85dB PAPR的LTE 10-MHz信号计算的效率显示出比对称情况高7.7％的平均效率。

（1）

（2）

A、设备的首选负载

考虑到击穿电压，峰值功率的最佳负载由器件最大电流和最大电压决定，如图3所示。实线是三种不同功率级别的理想B类负载线。通过选择与功率电平成反比的负载[24]，可以显示负载调制期间的效率保持不变，如下所示：

其中是图中的拐点电压。然而，对于实际装置，观察到在具有高阻抗的低功率下的效率在导通电阻的存在下降低[7].因此，负载调制范围受器件特性限制到最大实际负载。因此，两个器件的优选负载调制范围是主放大器通过Doherty放大器的四分之一波阻抗逆变器看到的负载分别为和，用于后退功率电平和峰值功率电平。因此，设计人员可以选择那些负载落入设备的首选范围。

(3)

(4)

图二：非对称Doherty放大器效率

图三：在理想的b类操作下，辅助设备的首选负载显示在阴影区域

B、峰值功率重新缩放

辅助放大器在峰值功率下提供了比主放大器更多的功率。因此，通常较大的设备用于非对称Doherty功率放大器的辅助[3]。但是，如附录I所示，如果我们选择它们来验证，可以找到不同的电压比和电流比以产生相同的功率，在这项工作中，降低漏极电压用于降低主放大器功率，如图5所示，同时使用相同的器件。当主放大器使用降低的漏极电压时，仍然可以在两个变压器的帮助下使主负载和辅助负载在器件的优选负载范围内变化。

当主放大器使用降低的漏极电压时，仍然可以在两个变压器的帮助下使主负载和辅助负载在器件的优选负载范围内变化。阻抗变化率可以定义为：

（5）

如图4所示，主放大器和辅助放大器看到的负载在该范围内的负载调制下变化：

（6）

（7）

然后可以用最佳和最大载荷表示设计方程，如下所示：

（8）（9）（10）

图4：电流源参考平面上可调节的Doherty放大器匹配网络。HMN代表谐波匹配网络。理想情况下，谐波在电流源参考平面处终止

图5.通过降低的漏极偏置电压有效地降低了主器件的优选负载（阴影区域）

三、内在的Doherty负载网络设计

[7]中基于模型的非线性嵌入技术允许设计人员启动PA设计，同时考虑到诸如群延迟和自加热等主要记忆效应。通过这种方法，设计人员可以使用理想的内部谐波终端，使本征操作模式尽可能接近理想波形。一旦使用一定数量的谐波定义了固有操作，使用嵌入装置模型在单个模拟中计算外部（封装）参考平面上的外部多谐波电压和电流，该嵌入装置模型考虑了所有器件非线性/线性寄生/充电组件[7]。使用这些外部电压和电流，可以预测外部谐波终端和输入激励以保持内在的预期操作[8]如下：

谐波指数在哪里，，，和是相应谐波分量的预测外部漏极和栅极电压和电流。假设电流流入设备。在大信号条件下，使用预测输入阻抗可以对基波输入进行共轭匹配[8]，[25]。对于谐波，需要小负载重整化，因为负载反射系数通常稍微超出史密斯圆图[7]。使用这种技术，设计得到了显着简化，无需耗时的谐波源/负载牵引测量或模拟。

（11）

15W峰值功率GaN器件（CGH27015F，CREE Inc.）的固有模型用于主放大器和辅助放大器。主器件的漏极偏压从28 V降至14 V，栅极电压为2.9 V。在89-mA内在静态电流。二次谐波短路，第三次谐波保持开启，用于F级操作。辅助器件的漏极电压为28 V，栅极电压为3.9 V，二次和三次谐波短路用于C类操作。图4中的负载网络是使用设计的。接下来解释所遵循的方法。

[7]中CGH27015F的器件特性表明，到的输出负载分别是9.6 W和3.0 W输出功率的最佳值。在峰值功率下报告了约57％的功率附加效率（PAE），并且在B级操作条件下保持在高功率范围内，并且在低功率时它逐渐降低至51％。在这种设计中，目标是辅助放大器提供10 W，主放大器提供峰值功率5 W，以获得所需的9.54 dB补偿。注意，功率比是设计参数，其可以考虑感兴趣信号的PAPR来确定。在这项工作中，考虑到诸如WCDMA和LTE信号之类的高PAPR信号，选择9.54-dB后退，用于演示目的。

请注意，负载变化大约是9.54 dB退避非对称设计所需的三倍。使用器件特性的负载范围和（8） - （10）确定三个未知变量和。首先，使用（10）优化辅助放大器峰值功率。将（10）代入（6），我们得到：

（12）

关键点在于Doherty负载网络是使用 - 模型进行内在设计的，而不考虑初始设计阶段的寄生元件。在考虑寄生和补偿网络设计之前，这允许通过主放大器和辅助放大器的相互作用来定义有效的固有Doherty操作。然后可以通过非线性嵌入技术使用这种本质上定义的Doherty操作，如下面的部分将详细描述。

图6.（a）F类主放大器（b）C类辅助放大器的固有负载线，用于不同的输入驱动功率.

B、非线性嵌入的外在模式投影本质

上一节中定义的主放大器和辅助放大器的固有操作分别投射到封装参考平面，如图7所示。固有的基波和谐波用灰点表示。固有负载在实际负载线上。通过非线性/线性寄生效应和预测的基波和谐波负载。包装也在图中表示。可以注意到，正如预期的那样，主要和辅助的预计三次谐波位置是不同的，因为内在的F类和C类操作不同。还可以注意到，通过有损寄生网络的预计谐波负载略微超出了史密斯圆图[7]。考虑到实际可实现的无源匹配网络，谐波终端可以使用最大可用谐波终端重新归一化[7]。

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