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一种适用于射频信号振幅的自动天线调谐系统

摘要——由于处理条件和附近对象的不断改变，手机的操作环境不断波动。天线阻抗的波动导致了连接质量的下降和高电压驻波比，而这是因为大的、低效率的功率放大器。在本文中，一种手持的自动天线阻抗系统应用程序提出了使用两个串联电抗结合三个简单地射频峰值检测器观察电抗和真正的阻抗的不匹配。控制回路只需要低频电子使其低成本、低功耗和相对容易集成。测量演示系统上显示正确的电压驻波比上升到了10。

关键词——天线调谐器，高效率功率放大器，阻抗匹配，无线通信系统。

1 介绍

移动设备在现在被广泛使用，射频前段作为主要技术驱动在低功耗，低成本上有了更优的性能。通常使用的天线频带窄，小，高品质因数的设备由于附近的如手、头、表等等而失谐。射频前段设计通常在假设天线阻抗为50Omega;，有最大的效率、通话时间、连接质量、寿命的情况下制得。由于窄带天线的失谐，可以观察到明显的效率的降低和寿命的缩短。

本文提出了一个自动天线调谐系统，可以调整天线阻抗的波动，从而使射频前端模块有更高的效率（整体）和更低要求的鲁棒性。较低的鲁棒性需求就是在设计余量方面较低的要求，这或许可以转变为较高的前段效率。天线调谐器的很多要求都可以随时制定。

天线在环境上的波动是发生在毫秒量级的，这相比与射频信号的兆赫范围是很缓慢的。因此一个相对缓慢的控制回路是足够的。

天线调谐器的插入损耗必须要比效率小。

电子工业要求天线调谐系统必须简化实现而且控制回路本身的功率要最小。

天线调谐系统要求要能够更正大范围的天线阻抗（严重失谐）。

值得注意的是通过使用自动调谐器，被广泛应用于吸收反射功率的笨重且昂贵的光耦隔离器成为多余。

本文安排如下。第二部分提出了关于改变天线阻抗和射频前端的分析。天线自动调谐系统在第三部分描述。演示实验的测量在第四部分。总结在第五部分。

2. 天线阻抗和前端性能

从文献中众所周知，天线阻抗会被周围的阻抗影响，例如使用者的手或者头。在本文中，很多天线阻抗的测量是为了清晰的确定天线阻抗的范围及其对环境的灵敏度。测试了两种使用广泛的天线：平面倒F型天线和陶瓷天线。大量的为两种的典型操作位置被认为是对阻抗和灵敏度的测量。

对于两种天线的测量结果表明，天线主要的显著失谐是因为阻抗虚数部分的巨大改变。天线阻抗的实数部分似乎对操作条件很不敏感。

天线阻抗Z_load的大致范围是30Omega;lt;Re(Z_load)lt;100Omega;,0lt;Im(Z_load)lt;100jOmega;。射频前端性能在很大程度上依赖于天线阻抗。图1显示了一个单频带手机的射频前端的简化方框图。为简单起见只考虑了单频带前段；延伸向多频带系统的分析很直接。在Smith圆图中天线反射系数所覆盖的区域处于图一中右手边GSM900和GSM1800带宽中。这个范围内的最大的电压驻波比大概是10.

在典型设计的射频功率放大器中假设含有阻抗实数部分，天线阻抗假设为50Omega;。转变到假设的功率放大器所需的较低实数阻抗水平50Omega;并不在本文讨论，它仅仅是一个额外的（固定）匹配阶段，这和自动天线调谐器是不相干的。在本文的其他部分我们做假设，因此不会丧失一般性，功率放大器包含理想50Omega;的匹配网络。由于每个前端模块的相移很依赖于设计，所以任何（专门设计，固定）额外的相移theta;都应该考虑。因此，显然由功率放大器得到天线阻抗等于天线阻抗和一些固定（依赖于设计）过剩的相移2theta;之和。通过天线连接器在史密斯圆图上可能被天线反射系数覆盖的区域，在整个圆上得到了射频功率放大器的输出，参见图一中最左边史密斯圆图。

图1.射频前段：通过功率放大器的天线阻抗等于

依赖设计的过度频移的传输天线阻抗

射频功率放大器是由确定的电阻负载的输出功率设计的，在这用史密斯圆图的中心代表。而其他的负载阻抗，负载拉移分析显示最大输出功率小于最大多数的P_drop.

(1)

其中，是（综合）天线反射系数。如图1，天线电压驻波比VSWR=10,相应的反射系数|Gamma;_antenna|=0.818,P_drop是7到10Db。注意（1）式中的两个边界分别相当于Gamma;_antenna的虚数部分和实数部分。移动应用的天线电压驻波比的两个功率衰减显著是3dB。在图3中，包括了一个1.5dB的轮廓。为了能达到在全功率等级标准的传输，在没有补偿阻抗变化的自动天线调谐器时，功率放大器必须要设计的远高于最大标称功率等级，这就明显要降低效率并且增加了成本。

3．自动天线调谐器

自动天线调谐器是一种能够将不可预测或者不好的负载阻抗自动改变成良好的明确的阻抗(通常为50Omega;)的系统，并且它主要由可调匹配网络，阻抗传感器和控制网络组成。可调匹配网络是典型的梯形网络，而传感器提供了一些(t调谐)天线阻抗的指示。在此工作中，主要的重点是高效的阻抗测量和有效的控制回路；这适用于任何可调匹配网络。

在文献中可以找到很多自动天线调谐器。这些可以根据适应做什么或者阻抗(或者阻抗失配)测量被分类。大概被定义了有这些组。

• 基于假设阻抗可以被精确计算的分析计算的适应方法。通常要求阻抗测量要有射频频率和昂贵的计算控制回路。
• 利用信号的相位差优化无功分量为零的适应方法。这些方法通常使用射频鉴相器或者Foster–Seeley鉴频器，通常零交点的方法：最优的是零相位差分信号。
• 最小预先规定的品质因数的适应方法，例如反射功率或者电压驻波比。这些主要用梯度下降的方法或者试错法。

自适应匹配网络状态的精确计算的劣势在于天线阻抗必须被精确计算，它通常包含在射频频率的电压和电流的测量。这反过来迫使需要高要求的检测电路，因此导致检测电路的能耗相对较高。

梯度的方法是不追求的，因为需要引出匹配网络组件的一些灵敏度测量。基于直接信息的应用通常在控制回路复杂性方面更有效率。试错法没有实现是因为在天线调谐系统中任何基于知识的方法都可以超越它。

为了避免计算昂贵的控制机制，这在我们使用了一种零交点适应算法，当然为了高效功率和成本原因，我们使用射频信号(信号振幅)的准直流测量性质来测量射频天线阻抗。阻抗测量电子元件和(强烈相关的)控制算法在下面引入。

1. 概念

自动天线调谐系统的概念在图2中显示。调谐分为两步：首先负载阻抗的虚数部分通过使用一系列(或并联)电抗调到(几乎)零点，然后生成的实数部分用可调变压器转化为目标实际值(即50Omega;)。这两步连续的调整非常适合在本文后面介绍的低功率阻抗测量的方法。

阻抗传感器模块和控制网络模块的实现在本节剩余部分进行了详细的讨论。

图2.自动天线调谐系统的基本组成：

分别解调出阻抗实数和虚数部分

1. 天线阻抗传感器：常规设置

对于合理的天线调谐系统测量天线阻抗在某些方面来说是必不可少的。由于功率效率和成本原因，在我们的系统中采用基于射频信号(信号振幅)的准直流性质进行天线阻抗的测量。为了测量阻抗，至少要有三种最基础的特性要被测量，因为在某些方面，必须要知道电压大小，电流大小和相位。在我们的系统中，三种信号大小的测量可以通过天线阻抗导出。总的阻抗传感器原理图如图3左边所示。

图3.低频阻抗检测自动天线调谐系统；目标阻抗(1.5dB轮廓线)在第4-A中用到

阻抗传感器基本上包括两个电抗和三个峰值检波器来检测(低频)射频信号的振幅。这种检测机制和三电压表法有一些相似，这种方法的主要优势在于用三个相对于地的准直流电压测量值取代了三个不同的电压值，这在硬件上更容易实现。通过对数峰值检波器实现了功率电平独立自适应。我们实现的实验装置如图4所示。

图4.对数峰值检测器实现的原理图

在峰值检波器电路中，只有很少的无源器件，最左边的(肖特基)二极管工作在射频频率。其余电路的带宽由射频包络的带宽决定，因此相对于可以低功率实现的低频，实现高电压技术在切换匹配网络中通常需要MEMS驱动。

传感系统有两个输出：信号V_Delta;X表示阻抗虚部(在传感系统的有些点处，见下文)等于零，信号V_Delta;R提供了天线调谐阻抗实数部分的条件信息。

1. 阻抗传感器：电抗部分测量

测量天线阻抗的虚数部分是基于两个值为jX_ext的串联电抗，和图3外部(对数)峰值检波器所得到。假设中间节点负载可以忽略，其中两个电抗完全一致。在节点V₁和V₂处的电压大小和V₁和V₂处的阻抗成比例。图5显示了节点V₁和V₂处(图中分别所示虚线半径和实线圆)三种情况下阻抗大小。在图5(b)中，V₁和V₂处的阻抗大小是一致的；在节点V₃处阻抗是纯阻性。在图5(a)显示了当V₂的电压值大于V₁时，节点V₃处呈现容性的情况。在图5(c)显示了当V₁的电压值大于V₂时，节点V₃处呈现感性的情况。

图5.在节点V₁ ,V₂ 和V₃处的阻抗矢量图。(a) V₃ 呈容抗。

(b) V₃ 处呈零电抗。(c) V₃处呈感抗

于是出现了理想对数大小检波器:

(2)

这个信号可以用来测量(调谐)负载阻抗ZT_load的电抗部分。如果ZT_load的电抗部分等于-X_ext则此信号为零，这与在节点V₃处零电抗相一致。需要注意在其他有些(意义明确的)点与零负载电抗不同的V_Delta;X值：在RF_in节点处的零电抗符合。

D.阻抗传感器:实数部分测量

(调谐)负载阻抗的实数部分用信号V_Delta;R来表示。定义在节点V₃处的阻抗为Z_V3 = ZT_load X_ext

(3)

在特殊情况下，节点V₃处的阻抗是纯阻性的，这就简化了关于天线直接证明信息的关系

when V_Delta;X=0.

在天线调谐系统中V_Delta;R必须被调整至目标值V_target2 = V_Delta;R(50Omega;)，从而得到负载值R_target = 50Omega;。在图3中为V_Delta;R添加抵消得以实现。

E.可调匹配网络

可调匹配网络系统的实现如图3所示；对数峰值检波器如图4所示。可调“变压器”用由两个电感(值为X₀)和一个电容(值为-X₀)T型网络结构实现，这种类型的网络结构可以被看做传输线的集中模型；对于准确的调谐

and

这里的Z_load是负载阻抗，R_in是功率放大器的真是需要阻抗。

F.控制网络

信号V_Delta;X和V_Delta;R分别给出了(调谐)天线阻抗的虚数部分和(有条件的)实数部分。我们将这些信号运用在简单的积分控制回路中，如图3所示。由于手持设备环境变化相对比较慢(与信号频率相关)的性能，这种简单的控制回路足以满足在典型的真实环境处理条件下保持天线正确的调谐。

4.实验结果

两个实物模型可以在电压驻波比VSWRle;10，频率为900MHz时匹配任何负载阻抗。第一个模型有连续和离散调谐。离散意味着只有有限的(切换)匹配网络状态可以被完成。而连续调谐，首先将负载电抗部分进行调谐，然后将实数部分调谐至50Omega;。在这个模型中，如果电抗部分可以在几次最小电抗调谐范围内调谐，实数部分才可以调谐。连续调谐中电抗部分和阻抗部分的调谐单调的向着目标阻抗调谐。

第二个模型实现同时并且连续适应电抗和阻抗部分。同时适应简化的完成对于实数部分的调谐不需要阈值。可以看出同时适应可以保证有界匹配网络调谐范围的收敛性；然而Re(Z_v3)的适应可以看出是不单调的。连续调整匹配网络，相符于不管是可以在很多种情况下切换或者是完成真正的连续匹配状态。

对于这两个实验，自适应匹配网络和天线阻抗都通过电脑端的Maury调谐器进行仿真。这两种设计中，Z_antenna的实数和虚数部分范围是R_loadisin;[5Omega;,500Omega;]，X_loadisin;[-250Omega;,250Omega;]。结果(理想上要求)调谐范围是X_seriesisin;[-250Omega;,250Omega;],X₀isin;[15.8Omega;,158Omega;]。离散(SMD)测量阻抗为X_ext=19Omega;。

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1. 离散和连续调谐