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基于OQPSK调制的80Gb/s波分复用系统在FWM效应和色散作用下的性能分析

摘要：本文讨论了波分复用(WDM)系统中由于非线性效应引起的串扰问题。对八通道波分复用系统在四波混频(FWM)下的性能进行了测试，研究了不同色散值下的误码率(BER)和光信噪比(OSNR)。基于光正交相移键控(OQPSK)调制，提出了一种利用多载波调制特性的WDM系统。一方面，通过MATLAB和Optisystem软件仿真表明，当色散系数较高时，系统的误码率和OSNR均有较大的提高。另一方面，我们概述了该系统在提高OSNR和降低误码率方面的有效性。

关键词：WDM网络，四波混频(FWM)，光学信噪比(OSNR)，误码率(BER)，正交相移键控调制(OQPSK)。

介绍：

WDM技术具有传输容量大、带宽大、损耗小的特点。在过去的几十年里，对数据和通信服务的需求增加，所以，通过降低使用的信道间隔来提高光通信系统的数据传输速率和多路复用信道的数量很有必要

然而，使用高输入功率和低频输入通道间隔会导致非线性效应，如自相位调制(SPM)、交叉相位调制(XPM)和四波混频(FWM)。

FWM效应是未来光纤网络必须考虑的主要限制因素，因为它会由于信道间的干扰而产生严重的串扰。

然而，这些技术需要分散补偿或复杂的系统设计。此外，我们知道FWM会在小色散(零色散光纤)和小且相等的通道间距下增加。

本文重点研究了在克尔非线性和色散存在下，WDM通信系统的MATLAB和Optisystemcopy;仿真，研究了FWM的功率损失以及补偿串扰所需的色散效果。

在此基础上，我们利用OQPSK调制技术提高了所研究的WDM系统的性能，减少了FWM串扰。

在本文的理论部分，我们在概述OQPSK调制的同时，描述了FWM对WDM系统的限制作用。在仿真设置部分介绍了传统的系统和提出的系统。在仿真结果和理论概念的基础上，在结果和讨论部分讨论了FWM的作用和所提方法的有效性。

Ⅱ 理论背景

A 四波混频

FWM是由材料的三阶非线性引起的四波相互作用的过程。因此，当多个光信号在同一光纤上同时传播时，克尔非线性效应(折射率与场强的关系)会在新的频率上产生新的波。

考虑到,,三个频率在光纤上共传播的波，它们可以进行非线性地相互作用，并在频率上产生9个新的波:

一般情况下，FWM产生的新波数由:

N表示多路复用信道的数目

新产生的波在频率处的光功率可以写成

输入功率

：光纤损耗系数

n: 核心折射率

: 三阶非线性磁化率

中心波长

c:真空中光速

：纤维有效长度为,由下式给出：

：核心有效面积

D: 简并度因子(当i= j时，D = 3，当ine;j, D = 6)

它取决于相位不匹配的通道间距：

是色散系数

在N信道波分复用系统中，调频处FWM产生的总功率可表示为:

B.光学刻度转换键(OQPSK)调制

QPSK是一种通过改变载波相位将数据调制到载波上的数字调制格式。该调制器产生两个正交载波(I)和(Q)，二进制数据对每个相位进行调制，产生四个相互移动45°的独特正弦信号。这两相叠加产生最终的信号。

QPSK调制信号为:

星座图(图1)显示了符号在实(相位)分量和虚(求积)分量上与相位的映射关系。

在光QPSK调制中，数字数据信号由光载波携带。

相干OQPSK调制器

相干OQPSK调制器方案如图2所示。它由2马赫-曾德尔(MZ)调制器组成，它们之间有90°相位差。这两个MZ调制一个光学信号，以产生信号的同相(I)和正交(Q)部分。假设MZ调制器的传递函数为:

和分别是MZ的输入和输出光信号。V (t)是电输入信号,(半波电压)是MZ的控制信号。调制信号方程为:

如果和的一个值{0,}，输入信号引起的相移的可能取值如表1所示。

如图3所示，解调器基于90°光混合耦合器。利用与光载波频率相同的本振对接收信号进行解调，采用90度混合，将检测到的电流分离为同相部分和正交部分，从而检索编码的信号信息。

Ⅲ仿真设置

A 传统系统

如图4所示，第一种WDM系统是基于单载波调制(外部调制)。它由8个通道组成，中心波长为1550nm。每个通道由10 Gb /s随机比特序列组成，利用马赫曾德尔调制光正弦载波。调制信号使用频率间隔为100 GHz (0.8 nm)的多路复用器组合。然后将产生的信号发射到100公里长的单模光纤(SMF)中。在接收端，信号被分割，数据通过PIN光电探测器恢复。在第4通道设置了一个OSNR和BER分析仪来估计由于FWM串扰引起的系统退化。

最后，我们比较了色散存在时不同输入功率下的结果。

B.提出了基于OQPSK调制的系统

bull;拟议的系统描述

系统发射机部分由四个OQPSK调制器组成，频率间隔保持在100GHz。调制器以20Gb /s的比特率产生信号，使总比特率等于80Gb /s。在接收端，所有的信号被解调并分成两个分支来恢复接收信号的I和Q部分。假设两个用户可以使用相同的波长分别传输数据，则用户总数为8。在第二通道，我们使用OSNR和BER分析仪来可视化BER和OSNR。

bull;模拟参数

利用表2给出的仿真参数，在Optisystem软件下对所有WDM系统进行了设计和仿真。理论计算用MATLAB软件进行。

通过仿真分析了OSNR和误码率的中央通道的接收机lambda;等于1550.4 nm。

Ⅳ、结果与讨论

A 有效长度和非线性长度

理论上，非线性效应发生在。P是输入功率，gamma;是非线性系数。

通过计算有效长度和非线性长度(和)，我们估计每个通道的引脚在 6dBm左右时，非线性效应会上升，如图6所示

B.干扰数与信道指数的关系

用MATLAB脚本，计算由8个等距信道组成的波分复用系统各信道中FWM引起的干扰数，下面的图表明中央波长与其他波长相比, 更受FMW的影响，这就解释了中央通道FWM功率效率高的原因。通过增加如图8所示的光纤色散系数，这种效率大大降低。

C FWM对色散的影响导致的OSNR和BER

仿真结果表明，随着输入功率的增大，系统的OSNR减小，如图9所示。注入功率在5-6dBm左右开始减小，这与上述理论值一致。从图9可以看出，在固定的输入功率下，色散的增加可以改善OSNR。因此，对于每通道10dBm的输入功率，在零色散下，OSNR约为29dB, 41dB和43db 分别为Dc=5ps/nm.km,Dc = 10 ps/nm.km。

另一方面，随着注入光纤的功率的增加，误码率也在增加。当Dc=5ps/nm.km时，色散改善了误码率，但由于系统比特率较高，当Dc=10ps/nm.km时，误码率相对减小。

图9和图10均表明色散延迟了非线性效应的发生。在没有色散的情况下，它们出现在Pin=3dBm处，当Dc=5ps/nm.km时，它们出现在Pin=15dBm处。当Dc=10ps/nm.km时，在Pin=19dBm处。

D. OQPSK调制的有效性

为了研究使用相干OQPSK调制的WDM系统的性能改进，我们在optisystem软件下对相同比特率(80gb /s)的OQPSK系统进行了仿真。提出的系统模型如图11所示。

结果表明，与传统系统相比，中心信道的误码率有所降低。在传统的系统中，每个通道的误码率在Pin=7dBm时达到最大值，而提出的系统在Pin=17dBm时达到最大值

在OSNR方面，在非线性效应发生之前，常规系统和建议系统的OSNR都是相同的(约为43dB)。但是，当非线性效应发生时，传统系统在Pin=20dBm处的OSNR值显著降低，达到4.5dB，而在相同功率下，系统的OSNR值为13.2dB。

眼图也显示了该技术的有效性，从图14和图15的开眼图可以看出，该技术提高了系统的性能。在传统的系统中，眼睛睁得很小，但当我们使用OQPSK调制时，眼睛就会放松下来。

基于Optisystem的FMCW激光雷达各种检测技术的建模与比较研究

课题研究背景和意义

激光雷达系统已广泛应用于测量距离、速度、振动和空气湍流。激光雷达能够提供比传统微波雷达系统更精确的距离分辨率和更小的波束尺寸，激光雷达系统的测距精度取决于信号带宽和接收机信噪比。为了达到可接受的距离精度和探测灵敏度，许多远程激光雷达系统使用脉冲重复率低、脉冲峰值功率极高的短脉冲激光器。在这些系统中，由于兆瓦范围内的峰值功率逐渐降低光学性能，缩短了系统的寿命，光子损伤一直是一个令人担忧的问题。另一种基于能量等效原理的方法，即在平均功率较小、观测时间相对较长的情况下，将现有常用系统的高峰值功率、短脉冲持续时间、低占空比进行切换。因此，FMCW激光雷达系统已被开发，以达到可接受的距离精度和精细的距离分辨率。从灵敏度角度看，FMCW激光雷达系统具有不同的检测技术，尤其是直接检测、相干外差检测和相干零差检测。直接探测器本质上是平方律装置，对接收到的电磁信号的强度敏感。相反，相干检测是一个线性过程，它对接收信号的振幅、相位和偏振都很敏感。相干检测由于与直接检测相比具有更高的接收机灵敏度，已成为激光雷达系统的主要检测机制。分析比较了不同探测技术在FMCW激光雷达系统中的应用特点。本文结构如下，在第二部分，我们提出了直接检测配置的系统描述和数学模型。在第三节和第四节，我们介绍了两种相干结构，特别是外差检波和零差检波。在第5节中，我们介绍了三种检测配置的Optisystem模型，并对所开发的模型进行了仿真。最后，在第6节中总结了不同检测结构的结论和比较研究。

2 FMCW激光雷达系统与直接检测

图1为直接检测FMCW激光雷达系统框图。在发射部分，窄线宽连续波激光器波长lambda;和输出功率由线性调频(LFM)调制信号通过Mach-Zehender强度调制器(MZI)调制，调制过程由具有传递函数的MZI调制器完成：

在和分别是光学系统的输出和输入,是光功率传递函数从最小变到最大所需的电压,是直流偏压调制器控制的初相位,是RF-LFM（LFM是线性调频信号）信号，可以表示为:

是线性调频信号振幅,是开始频率,B是调制带宽，是持续时间。如果输出调制信号在正交点或零传输点处工作，则输出调制信号取决于MZI调制器的工作点。对于非相干系统，MZI调制器在正交点工作，输出调制信号表示为：

是传输光信号的角频率,是随机变化的传播阶段组件,是调制指数（使以避免信号失真），输出的调制信号通过望远镜定向到运动目标。

有更多的因素影响从目标反射信号到激光雷达系统的接收部分,比如激光发射器模型、大气传输、目标反射率和角分散反射信号功率计算为:

拓展目标

=

任意目标区域

是光学传输损耗,是大气损耗系数,D是循环接收孔径直径,是目标反射率,是目标面积,是发射信号在目标上的光照面积，R是目标距离。距离R，速度v的移动目标的反射信号经延迟时间后可以通过望远镜捕获，多普勒频移,反射信号功率是:(光速c = m / s)

在接收部分，直接检测方案相对简单，不使用光混频，依靠平方律光检测。反射的光信号由光电二极管检测与响应率,这样输出光电流表示为:

对光电流信号进行滤波，得到基带信号为:

和是MZI调制器在积分点工作直流光电探测器电流信号和交流光电探测器电流信号分别在。该输出信号与本振RF-LFM信号混合，得到LPF后的拍频信号为:

是RF-LFM信号振幅，是频率范围,。

直接检测系统的激光雷达系统的性能可以通过光电探测器输出的信噪比SNR来检测。在探测信号中应用较多的噪声源有热噪声、散粒噪声、暗电流噪声、表面电流噪声和相对强度噪声RIN。我们的计算中采用了热噪声和散粒噪声效应，信噪比可以计算为:

是接收机带宽,是玻耳兹曼常数等于（），接收机噪声温度,是负载电阻。

3采用相干外差检测的FMCW激光雷达系统

简化外差检测的FMCW激光雷达如图2所示。在该结构中，采用平衡双光探测器与3dB光耦合器配合进行光混合。

将发射段产生的光信号分为两部分：一部分是由使用MZI调制器的RF-LFM信号调制并发射到目标，MZI调制器工作在相干探测系统的零传动点，另一部分是用作光信号，通过理想的3 dB光耦合器，光信号结合反射信号，3dB光耦合器的输出为:

和分别是在光电探测器1和光电探测器2的入射光电场，是LO光信号，可以表示为:

是LO信号的光学组件随机不同的相位，是LO信号的光功率，反射信号可以表示为:

通过平衡光电探测器和BPF，我们可以减去直流分量如下:

去掉的直流分量可以表示为:

没有多普勒频移效应,简化外差探测是易受载波衰落发生于时期。差拍信号是由光电探测信号与回波射频信号混合过滤输出的信号，使用滤波器频率范围,多普勒频率:

信噪比SNR为：

4 采用相干零差检测的FMCW激光雷达系统

零差检测配置如图3所示。该结构将输出调制信号分为两部分;一个部分被传送到目

资料编号：[3159]