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采用放大技术的电容式电压转换器在接地电容式传感器上的设计

【摘要】

本文介绍了一种用于接地电容传感器的低功耗、高精度电容-电压转换器（CVC）。提出了一种新的放大结构来测量大偏置电容下的微小电容变化。通过优化设计，使开关的稳态误差、电荷注入、寄生电容等主要非理想因素最小化。因此，可以证明放大技术可以显著地减少这些误差中的许多。使用基于开关电容的有源屏蔽技术，可以显著降低传感器电容周围寄生电容的影响。接口设计为采用标准0.18mu;m CMOS工艺的集成电路。仿真结果表明，对于标称值为10pf、变化量仅为200ff、寄生电容高达20pf的传感器电容器，考虑布局失配和互连效应，可以获得0.2ff的最坏电容误差。所获得的延迟为100mu;s，CVC仅消耗2-V电源的80mu;A。此延迟的模拟输入电容分辨率为123af，这与我们计算的分辨率（126af）非常接近。该分辨率对应于9.82 pJ/步的能量效率。在-45°C到125°C的温度范围内进行了温度扫描模拟，以演示设计电路的小热漂移。

【关键字】

电容电压转换器（CVC），接地电容传感器，开关，放大技术

1. 介绍

目前，高精度的位移测量系统在工业中的应用越来越广泛，激光干涉仪曾经是高性能位移测量的唯一工具。然而，它们耗电量大、体积大、复杂且非常昂贵，同时在大多数情况下也无法测量绝对位置。通过改进界面电子学，可以用涡流传感器和电容传感器代替干涉仪以非常高的分辨率和精度测量微小的位移。涡流传感器在污染环境中很受欢迎，而对于更高级的应用，电容传感器是首选。因此，本文研究的重点是电容式位移测量方法。

根据电容传感器与电子接口电路的连接方式，接口原理可分为（1）带接地目标电极的电容传感器；（2）带有源目标电极的电容传感器；（3）带浮动目标电极的电容传感器应该提到的是，在所有类别中，为了减少外部干扰，传感器板需要通过屏蔽电缆连接到接口。因此，传感器的电容必须在电缆存在显著电容的情况下进行测量，这给接口电路的设计增加了额外的挑战，特别是对于接地电容传感器。

此外，为了能够测量传感器电容，必须将其连接在一个闭环结构中，这样电流才能流过它。这就是电容是如何转换成电信号的。因此，电容式传感器的电子接口必须连接到目标电极和传感电极上。带有有源目标的电容传感器可以通过使用两根同轴电缆的双端口测量技术进行测量，这对电缆或其他寄生电容非常不敏感。但是，在某些工业应用中，出于安全原因，目标必须连接到机器接地。在这些情况下，必须使用与接地目标电极的接口。这种接口需要额外的措施来消除单个三轴电缆电容的负面影响，称为“主动保护”。

已经提出了几种与接地电容传感器接口的解决方案。在引用的论文中，结果表明，使用基于开关电容器的方法可以显着提高主动保护的稳定性。但是，关于接地电容传感器接口的开关电容器有源保护对系统误差和绝对精度的影响，还没有进行太多研究。

最新的高性能电容式传感器读数通常在模数转换器（ADC）/ sigma-delta本身中使用传感器电容器。但是，此技术的主要缺点是它是一种过采样技术，其中的测量带宽通常低于100 Hz，甚至更低。在sigma-delta调制器中增加时钟速率和环路滤波器的阶数可以导致更高的测量带宽，但代价是功耗更高，电路复杂性更高。一种省电策略包括一个电容电压转换器（CVC），然后是ADC或形式为例如张弛振荡器的电压周期转换器（VPC）。

当在微米范围内测量非常小的位移时，由于对准问题而导致的所需“间距”似乎比测量位移范围大得多。该隔离距离与“隔离电容”相关联，该“隔离电容”在测量范围内显示为偏移量。隔离电容的存在导致对电子接口的分辨率和动态范围的要求更加严格，并增加了功耗。消除前端阶段已经存在的大隔离电容的影响，从而放宽对后续阶段和ADC的要求，这是有益的。为此，可以使用所谓的“放大技术”。尽管不是新技术，但已提出了基于缩放技术的带有源电极电容传感器的几种解决方案。但是，在当前的工作中，我们专注于对具有接地电容器的接口应用类似的放大技术，这会带来不同类型的设计挑战。我们的研究主要集中在使用放大技术的接地电容式传感器的基于开关电容器的接口引起的系统误差。

本文的其余部分安排如下。第2节介绍了设计目标。建议接口的操作原理在第3节中进行了说明。第4节描述了接口电路的非理想影响。噪声分析包含在第5节中。仿真结果以及接口的设计权衡在第6节中介绍。在第7节中将对最先进的接口进行比较和讨论，最后在第8节中对本文进行总结。

1. 设计目标

通过使用自对准技术，可以大大减小目标电极与电容式传感器的感应电极之间的初始间隔距离。Van Schieveen等人和van de Ven等人提出了这种技术。但是，由于电容器极板的机械限制，需要有一个比位移范围大的间距。在当今的技术中，机械公差将其电极间距限制为约10mu;m，而目标分辨率和绝对精度却要小得多，即在几百皮米1,21的范围内。这项工作的目的是提出一种用于电容式位移传感器的接口电路，该传感器测量的最大位移为200 nm，电极之间的名义间距为10mu;m，绝对精度和分辨率优于200 pm。如果感应电极的直径为4 mm，则传感器电容，电容变化和所需的分辨率分别为10 pF，200 fF和200 aF。另外，为了避免损害伺服回路的稳定性，测量的等待时间必须足够低。在此设计中，延迟为选择小于100mu;s（10 kHz带宽）。电容和距离的比例成反比，以及由寄生效应引起的其他非线性，将通过使用例如微控制器在数字域中解决。

此外，我们的最终目标是将接口集成到传感器头中，以减少寄生电容。为此，低功耗设计对于降低自热效应并因此提高测量系统的热稳定性至关重要。在这种情况下，尽管电缆的寄生电容很小，但传感器头的寄生电容本身仍然存在。在这种设计中，传感器的寄生电容在最坏的情况下应该为20 pF。

1. 工作原理

3.1CVC操作

图1A显示了用于接地电容式传感器的常规CVC的结构。11,12相关信号如图1B所示，其中ϕ1，ϕ2，ϕ3和ϕ4是S1，S2，S（ 3和S4。所有开关对（S1，S2），（S2，S4）和（S2，S3）均以先断后合模式工作。这样可以保证负电荷不会丢失放大器的输入。

CVC中使用的时钟发生器电路如图1C所示。non1和ϕ2这两个不重叠的时钟相位是根据以双时钟速率运行的单相时钟“ clk”设计的。同样，两个时钟相位ϕ3和ϕ4是从一些简单的逻辑电路中获得的，如图所示。

为了理解该开关电容器电路的工作原理，我们首先假设放大器A和开关是理想的。在时间间隔T1中，S2关闭，而S1打开。因此，VoCVC被设置为Vdd/ 2。同时，顶部电极传感器电容CX的一部分通过S4连接到Vdd。在时间间隔T2中，CX连接到放大器的负输入。结果，电荷-CXVdd/ 2被泵送到CF，这导致输出电压上的-CXVdd/（2CF）跃变VoCVC。类似地，可以在其他时间间隔中找到VoCVC的值，如图1B所示。这种切换方法采用特殊类型的斩波（minus; minus;）10,11，可消除运算放大器的失调，闪烁噪声和主要供应干扰。

图1 A，用于接地电容式传感器的常规CVC电路，不包括传感器寄生电容。B，相关信号和输出电压。C，逻辑电路

3.2通过放大技术使CVC接地

图2显示了建议的带三轴（triax）电缆的CVC放大电路。为了消除干扰，需要三轴电缆，这在工业环境中可能非常明显。电容器CP1和CP2分别是传感器在信号线和三轴电缆的第一屏蔽层之间以及位于三轴电缆的第一和第二屏蔽层之间的寄生电容。要了解电路行为，首先假设CP1和CP2为零，因此左端开关对CVC电路没有影响。可以看出，施加到的信号与施加到的信号相反。这意味着仅将的电荷泵入，这会导致的电压跳变CVC输出上。

图2建议用于接地电容式传感器的放大式CVC电路

为了消除传感器寄生电容效应，采用了基于开关电容器的有源屏蔽技术。由于节点X和Y的最终电压相等，因此电容器将不会充电并放电，因此对CVC电路的输出没有影响。但是，由于节点X和Y处的时间常数不同，因此节点X处的电压瞬变相对于节点Y的发生速度不同。这意味着总会有一些电荷被泵送到反馈电容器中。尽管就电荷转移时间常数而言，如果有足够的时间可用，这种不想要的电荷将被清除，但是对于某些精度目标，它将增加CVC放大器所需的跨导。该效果将在下一节分析。此外，我们将展示放大结构（图2）可以抑制许多非理想的常规界面（图1）。

在= 10.2 pF，= = 10 pF，= 2 pF和= = 20 pF的情况下实现了建议的CVC对于常规CVC，我们使用= 0.2 pF。此外，在放大CVC中，电容器是传感器电容器，并且选择作为片外电容器。因此，无需在上修整网络就可以实现所需的电容差（-）。

1. 错误来源和不理想情况

CVC的非理想性（例如放大器失调，有限增益以及增益带宽（GBW））以及开关引起的非理想性（例如开关导通电阻，电荷注入和寄生电容）都将是在这里讨论。通过应用斩波器可以消除偏移。有限的增益也可以通过正确的放大器设计解决。但是，增加GBW需要更多的功率，这在我们的设计中是不希望的。因此，为避免过度设计所需的GBW，我们需要分析电荷转移误差（建立误差），这将在第4.1节中讨论。

而且，正如我们将看到的，增加开关尺寸会增加电荷注入误差和寄生电容，而减小开关尺寸会增加开关的导通电阻，从而导致更大的再充电时间常数。因此，我们需要对这些错误进行准确的分析并正确设计开关。该主题将在第4.2节中进行研究。

4.1稳定误差

在图1A所示的CVC电路中，复位开关在时间间隔T（采样模式）上打开，因此CVC的输出被设置为VDD/2，时间常数为C/g，其中g和C分别是放大器的跨导和下一级的采样电容。该时间常数明显低于时间间隔T（电荷转移模式）中的电荷转移时间常数。因此，只分析时间间隔T。图3A显示了电荷转移模式下的CVC电路，不包括开关的非理想效应。图3A的电荷转移时间常数可以计算为：

图3A，在时间间隔内的CVC电路，不包括开关的导通电阻。B，拟议的CVC说明了开关的导通电阻的影响

其中电容器是反馈电容器，而C在是输入电容 and 。为了达到m位精度（建立误差小于LSB的一半），应满足以下条件：

图3B显示了带导通电阻效应的变焦CVC电路。尽管导通电阻很小，不足以改变电荷转移时间常数（方程式2），但它会在输出端引起电压跳变（图4），从而影响CVC的精度。这种跳跃的原因可以解释如下：如果节点X和Y具有完全相同的电压，并且节点X和Z具有相反的电压，则主动保护和放大的概念将完美工作。当一切都以足够的精度解决时，我们的电路就是这样。然而，由于这些节点处的初始时间常数不同，一些额外的电荷将被泵送到与传感器电荷相同或相反的方向。当可用时间（T）的量与电荷转移时间常数相比足够大时，此额外电荷将被移除。如果该非期望电荷比期望电荷大K倍，CVC输出将跳变倍于其标称值；以下称为“跳变系数”。在这种情况下，达到m位精度所需的时间（方程式2）将如下变化：

为了了解额外收费的重要性，我们需要了解的范围。跳变系数取决于开关尺寸、放大器跨导和CVC中不同电容等参数。分析计算这个因素是非常复杂的，因此我们使用了电路模拟器（Cadence Spectre）。

在一定的测量时间内，这个因素会限制系统的沉降精度。换言之，对于给定的测量时间和电容值，为了达到一定的精度，必须缩短稳定时间（表达式（1）中的时间常数tau;），这就要求放大器具有更高的跨导，从而提高功耗。结果表明，与传统CVC相比，放大CVC具有更大的灵活性，可以消除这些非理想效应。

图4 CVC输出电压，包括额外的电荷泵浦，电荷注入误差以及与开关的寄生电容有关的误差

4.2开关电荷注入和寄生电容

为了简化我们对电荷注入和寄生电容效应的分析，我们首先研究传统CVC电路中的这些非理想性（图1A），然后将分析扩展到放大CVC结构。

复位开关不会产生任何错误，因为它的电荷注入始终在一个方向上，并且可以通过使用斩波器将其移除。此外，开关也不会产生任何电荷注入错误,因为当它关闭时，输出将通过连接到虚拟地。同时，电容器CX将连接到定义良好的电势（Vdd或GND）。

开关是PMOS开关，因此在关闭时会注入正电荷。开关是一个NMOS开关，因此会注入负电荷。根据我们在第3.1节中的分析，可以发现由S3和S4引起的电荷注入误差将在CVC的输出处加总。开关的寄生电容连接到节点X（），并与传感器电容器并联出现，这提供了另一个误差源。

可以看出，由于节点X处的寄生电容和开关的电荷注入导致的总等效输入电容误差等于：

对于，该误差约为1.5 fF（其中约20％由电荷注入引起，而其余部分是此节点处的寄生电容）。此错误将精度限制为7位，这大大低于我们的目标精度。

但是，在放大CVC中（图2），忽略了两个二阶效应，例如阈值差异PMOS和NMOS晶体管的电压，失配，开关电荷注入误差以及节点X和Z处的开关的寄生电容会相互补偿，仅留下残余误差。此残留误差将在第6节中进行研究。

1. 噪音分析

在第3.1节中，提到可以通过应用斩波器来消除接口的任何低频干扰信号，例如闪烁噪声，偏移或低频干扰。因此，在本节中，将讨论CVC中热噪声的估计。

CVC电路中的总噪声是由于放大器和开关噪声引起的。开关和放大器产生的噪声可分为两部分：采样模式下的开关（放大器）噪声（时间间隔）和电荷转移模式下的开关（放大器）噪声（时间间隔））。但是，由于在我们的系统中上足够小，因此可以忽略电荷转移模式下的开关噪声。

在的末

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