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有效的可变电压线性电源

K. Natarajan *

电气工程部、Lakehead大学,桑德湾,安大略省,加拿大p7b 5E1

摘要

可变电压的计算机辅助设计，使用可控硅桥的单相，线性电源是本文要讨论的内容。在本次设计中，考虑了变压器漏抗、电阻、滤波电容等的影响，功率集成电路电压调节器和用于提高输出功率的电流升压电路。通过控制可控硅桥的点火角，得到的线性电源在能量转换方面比以传统二极管桥为基础的线性电源效率更高。在基于可控硅桥的线性电流供应中低频哈蒙振幅的增加是量化的，不同于基于二极管桥。原型基于可控硅桥的设计是用来实验性地验证设计的计算结果的。一种控制器的启动，来使以可控硅桥为基础的电源高效地运行，是本文所要讨论的。copy;1998 Elsevier科学有限公司。保留所有权利。

关键词：线性电源；高效电源；可变电压电源；交流-直流电源；可控硅桥式整流器；二极管桥式整流器；有效电源控制

1.内容简介

线性电源在大多数应用中已经被具有更高交直流功率转换效率的开关模式电源所取代[1，2]。然而，开关模式电源只能应用于高频率下的电压调节，这导致了高频谐波随之而来的电磁干扰的困难。在高频谐波必须保持在非常低的幅度的应用中[ 3 ]，线性电源是首选。

一个可变电压，单相，线性电源的主要组成部分如图1所示，它由一个整流（隔离）变压器，整流器，电容过滤器，一个可变电压集成电路（IC）调节器，一个电流增强型晶体管和一个（电阻性地）负载组成。在典型的线性电源中，整流器通常是全波二极管桥的类型。电容滤波器通常设计的是忽略变压器漏抗的[1, 4] ，并且负荷（调节/增压晶体管 电阻性负载）被建模为一个电容滤波器上的电阻[ 2 ]。由于调节器和升压型晶体管电路的使用，负载应更恰当地模块化为一个电流接收器。因此，本文为线性电源设计开发的方程考虑了变压器的非零漏抗和负载的电流接收特性。

（*传真： 1-807-343-8928；电子邮件：knataraj@sleet.lakehead.ca

0045-7906／98／19.00美元# 1998年Elsevier科学有限公司保留所有权利。

PII：S 0 0 4 5 - 7 9 0 6（9 8）0 0 0 2 3 - 8

372 K Natarajan /计算机与电气工程24（1998）371plusmn;383）

由于全波二极管桥式整流器的使用，在标准可变电压、线性电源中，电容（图1）的平均直流电压是固定的。在低输出电压和高负载电流的情况下，由于在调节器和电流升压晶体管上很大的电压降，导致大量的电能因此被浪费，如果没有其他的功率损耗，直流输出（负载）电压V0 和电容器的平均直流电压VC的效率Z由公式Z = V0 / VC给出。由于二极管桥式整流器带有的VC实际上是恒定的，输出电压减小的时候，效率降低。为了在V0下降时提高效率，在维持电压降 V _drop = V_C yuml;V₀在一个适当的值，必须控制VC并相应的减小它。这个V _drop值由包括维持负载电流的电流升压晶体管的基极-发射极结两端的电压之和以及电压器输入输出电压间所需的保持该集成电路的最小电压差在内的电压之和。为了控制电容器的平均直流电压，必须使用一个控制桥来取代二极管桥。为了提高线性电源的效率使用可控硅整流桥所带来的影响是本文的主要研究主题。本文的设计过程，也有助于更好地设计基于线性电源的标准二极管桥，这种桥是可控硅桥的一种极端情况。此外，本文的设计方法考虑了变压器的非零漏抗和这种电源负载的电流接收特性。本文的设计计算经过了所供应原型的实验验证。一个简单的控制器为基于原型可控硅的线性电源而设计，其性能表明了这种线性电源在适当应用中的可行性。

本论文的组织结构如下：第2小节给出了可变电压、单相、线性电源的解析方程，在第三部分中讨论了关于解决这些问题的一些计算机辅助方法。在第4节中，计算通过基于原型可控硅的电源来实验验证。第5节就通过一个积分控制器操作以可控硅桥为基础的电源在其最佳稳态效率时的表现做了介绍。结束语在第6小节中。

2。基于可控硅桥的电源设计

在下面，在电源频率下的变压器漏抗和电抗，称为变压器的二次侧，分别简记RS和XS。变压器二次侧的电压峰值记为Vm。电源频率下的电容器电纳记为Yc。负载上的电流降记为iL。这些可控硅整流器以电压过零点下测得的角度（弧度）点火启动。在点火瞬间的电容电压值记为Va，变压器二次侧的瞬时电流和电容电压分别记为iS和vC。可控硅和二极管的正向压降和电阻被忽略。集成稳压器运行导致的电流降被忽略。

图1。正变电压、单相、线性电源的电路原理图。

通常，在一个线性电源中整流变压器的漏抗Xs足够小，电容电纳YC足够大，从而导致在每一个半周期中，交流电源的电流变化都会造成电流的间断导通。因此，本文中只考虑不连续的线（交流电源）性电流导通。当可控硅整流器运行时，系统在变压器二次侧的微分方程由对相位角（从点火时开始测量0lt;=lt;=）得出如下：

临界条件为： = 0，i_S = 0和 v_C = Vɑ。

可控硅整流器导通与否由方程（1）和方程（2）决定，直到电流is在相位角再次为零时才会导通，是指某一时刻电容电压达到一个值表示为，并且可控硅整流器反向偏压。当可控硅整流器导通停止后，在区间（lt;=lt;=）电容电压随着电源电流变化的公式为：

当=时，==－.

由方程（1）、（2）可得结论，当可控硅整流器导通时，其变压器次级电流和电容电压可表示为：

这里有：

假设在方程（9），bgt;0满足实际变压器（XS，RS）和电容器（YC）滤波器的选择。

1. 解决设计方程

对于电源的设计，我们寻求一个周期性的稳态解，这个周期为。一种迭代方法来解决方程（1）方程（3），通过调整点火角度直到电压与适用于方程（3）到方程（11）的电压相匹配。基于可控硅整流器的电源的电容电压是可以确定的，如果集成电路调节器和电流增强晶体管的类型已知，同时负载电压和负载最大电流降已知。例如，对于LM317L IC调节[ 1 ]和PNP达林顿晶体管2N6051 [ 5 ]，所需的最小下电压降通常是3V的集成电路稳压器，同时集电极电流为5A的晶体管，其基极-发射极结的电压通常为3V。因此，这些组成部分的调节器和升压晶体管的总电压会降低，如果负载能承受高达5A的电流，=6V的话。这样基于可控硅整流桥的电源的电容电压最小值= ，一个解决这些方程的方法的流程图，（1）到（3）使用方程，（4）到（11）在图二中给出。可控硅桥的解决方案很容易适应二极管桥的情况，通过使用公式V _a = V_m sin(a) = 作为稳态周期性边界条件,并在图2的流程图中显示。（从作者角度来看，matlab代码实现图2的流程图是可以实现的。）

这个根意味着变压器二次侧的平方电流是可以计算的，通过对电流的平方（方程（4））在可控硅导通区间（0）的积分来计算。二次侧变压器电流（线性电流）的谐波是可以计算的，通过利用快速傅里叶变换（FFT）关于在一个周期内的交流电源的二次侧电流波形的例程。二次侧电流波形是通过用在适当位置适当数量的零来计算可控硅的导通时间来填充不连续的电流波形，从而得到的。

图2.求解设计方程的流程图

一旦可控硅像方程（3）那样停止导电，电容器的电压会线性降低。通过可控硅导通时间内电容器电压的数值积分和可控硅导通停止时的线性度，可以得到平均电容电压。

可控硅桥不同于二极管桥式整流器，在这一点上，在于对可控硅而言，通常在变压器输出电压和电容器电压之间在那一瞬间存在非零电压差。如果变压器有零漏电抗，则电压差会产生。对于可控硅桥而言，电流的瞬时上升仅受限于变压器的串联电阻。这种急剧变化的前端电流会导致变压器电流中存在高频谐波电流。与此相反，二极管桥中不存在这样的电压差，甚至在存在变压器零漏抗的情况下，电流值仍从零值开始变化。因此，在低漏抗的存在下，可控硅桥将比二极管桥式整流器有更高的频率和更大幅度的谐波，从而造成可控硅桥相对二极管桥在上的增加。

现在可以计算出整体的功率转换效率，公式如下：

其中， P _CORE是变压器铁芯的功率损耗。从方程（12）可以看出，当基于SCR的电源V_C减小并且V0使用可控硅的点火角控制时，效率将提高。证明增加的效率不会被增加的串联电阻的损失消灭，由于可控硅桥的电流高次谐波含量较高引起的变压器二次电流的增加。P _CORE通过在电源频率下的变压器实验测量，并且被假定为常数。在这项工作中，谐波的影响增加的核心损失是被忽视的,因为它不是通常指定的商业整流变压器，每一个这样的变压器需要大量的，在不同的频率和功率水平的实验分析。这个忽略的带有谐波含量变的化磁芯损耗是一个可能的误差源，因此需要实验验证的设计方法。此验证在第4节中考虑。

图3.均方根线性电流变化与直流负载电流（直流输出电压为23伏）。

整流变压器通常有5%空载到满载的调控并且其串联阻抗RS JXS通常介于0.02 0.08 j0.06 j0.04每单位不等。

基于上述方程的计算，一般的观察是，在这一范围内的整流变压器阻抗，可控硅桥的谐波，其增加的幅度是有限的，几乎等同于二极管桥的低频谐波。并且使用可控硅桥的线性电源的电源转换效率比使用二极管桥的好。

4。计算的实验验证

被用来构建一个基于控硅桥的原型电源的组件有，一个哈蒙德115 / 26V，250va，一个165s25整流变压器、一个摩托罗拉2N6051达林顿PNP晶体管、一个LM317L正V电压IC调节器和一个33000 mF电容滤波器。该电源在直流电压0到30伏，负载电流从0至6安培（连续）可变。在可控硅（s4010l可控硅）桥和二极管桥（mb152二极管桥）之间，与基于二极管桥的电源供应相比，整流器在需要时可以被切换。对在60赫兹（简称变压器）的电源频率的变压器的漏电阻和串联电抗进行了实验测量，分别为0.2054和0.1545（0.076）和0.057元单位）。这些电阻和电抗值在整流变压器典型值的更高端。变压器核心的电源损耗是在电源频率为20 W时测得的。

用来比较基于可控硅桥和基于二极管桥电源供应性能的实验和计算结果在图3中给出，图4是关于固定直流输出电压（负载）的，但不同与直流负载电流。在图5 和图6中描画了可变直流输出电压在固定直流负载电流下的结果。在图3和图5中均方根线性电流包括变压器的励磁电流，并被称为变压器的二次侧。在图3到图6中，固体线表示计算结果，并且这些点是在原型时实验获得的。计算和实验结果之间的偏差，正好糟在实验误差范围内，并符合在第2和第3节中所提出的假设。实验误差的主要来源在于真正的均方根测量（模拟）仪器在低端读数范围的读数测量精度。图3到6显示了基于公式（1）到公式（12）的计算的很好的预测能力以及第2和第3小姐的假设。

图4.效率随直流负载电流的变化（直流输出电压在23伏）

图5.均方根线性电流随直流输出电压的变化（直流负载电流在4.2A）

进一步的功率转换效率的改进可能在原型，如果使用PNP功率晶体管如2N2955 [ 5 ]而不是达林顿功率晶体管2N6051 [ 5 ]，因为2N2955 PNP晶体管的基极-发射极的电压降降通常是1.5 V，而不是达林顿功率晶体管通常的3 V。

并且在原型中使用的变压器运行在典型整流变压器串联阻抗值的高端。如果它由一个运行在该系列阻抗值较低的变压器所取代，那么电源转换效率的进一步改善是可能的。

图6.效率随着直流输出电压（直流负载电流为4.2个）的变化

表1

在一些有代表性的测试条件和频率（D=二极管桥，S=可控硅桥，1st=基本）的变压器二次谐波电流的有效值振幅的比较