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一种新型的电动汽车表面嵌装式永磁无刷直流电动机

驱动装置

甘锦云，周国泰，委员，

IEEE，C.C.Chan，Fellow，IEEE，J.Z.Jiang

摘要

本文提出了一种新型的表面嵌装五相永磁无刷直流电动机驱动方案。此电机驱动方案兼具永磁无刷直流电机驱动和直流串励电机驱动的优点。其独创性在于电机的气隙磁通是由同一个永磁磁极下的永磁激励和特殊控制的定子电流（两个特殊相位）共同产生的。由于电机结构和工作原理的特殊性，采用有限元方法对电机的磁场分布和稳态性能进行了分析。样机的试验结果验证了所提出的电机驱动方法在现代电动汽车应用中的应用前景。

关键词：无刷直流电机；电动汽车；电机驱动；永磁电机。

1.引言

如今，环保和能在世界范围内日益受到关注，为满足节能环保需求，电动汽车的发展和商业化步伐加快。驱动系统，包括电机及其控制器，是电动汽车的核心。对于电动汽车驱动，高扭矩，低速爬坡和低扭矩，高速巡航这些性能都是需要的。因此，直流串励电动机的转矩-转速特性对电动汽车的推进最具吸引力。然而，由于效率低、功率密度低以及机械换向器和碳刷的需要，直流系列电动机正被感应电动机和永磁无刷电动机取代。由于永磁无刷电机驱动具有效率高、功率密度高、无需维护等显著优点，被认为是现代电动汽车最有前途的驱动系统^[1]。然而，这种驱动系统的主要问题是其恒功率运行的有限速度范围。这是因为永磁无刷电机在实现弱磁控制时普遍存在困难，而适当减小直流电机的励磁电流是很容易实现的。根据输入电机终端的电流波形，永磁无刷电机驱动器可分为正弦波输入的永磁无刷电机驱动器（也称为永磁同步电机驱动器或永磁无刷交流电机驱动器）和矩形输入的永磁无刷电机驱动器（也称为永磁无刷直流电机驱动器）。为了扩大永磁无刷电机的恒功率调速范围，近年来发展了弱磁控制。它本质上是基于坐标变换的电流矢量控制^[2]-[7]。当它们以高于基本速度运行时，控制定子电流的-轴（与永磁磁极的中心对齐）分量，以削弱永磁产生的气隙磁通。由于永磁材料的磁导率几乎等于空气的磁导率，通常需要一个高轴退磁电流来获得高速时的弱磁效果。这增加了铜的损耗，降低了这些电机的效率。此外，过大的轴电流有使永磁材料不可逆退磁的风险^[7]。因此，可达到的最大速度受到逆变器电流和电压以及永磁材料最大允许退磁电流的限制。然而，通过对电机参数的优化设计，如开路电压、d-轴电枢电抗和q-轴电枢电抗，可以大大扩展永磁同步电机驱动的速度范围^[3]–[7]，但要牺牲逆变器的使用^[4]、[6]。

由于弱磁控制需要进行D-Q坐标变换，因此不适合于矩形馈入永磁无刷直流电动机。虽然矩形波可以用傅立叶分析法表示为基波和谐波正弦波，但在实时控制中却很难实现。由于电机中矩形磁通和矩形电流的相互作用，产生的转矩比正弦磁通和正弦电流产生的转矩高^[9]–[11]，因此永磁无刷直流电机驱动器固有地比永磁同步电机驱动器具有更高的功率密度。近年来，人们提出了一种新的控制方案，即先进的传导角控制，它可以显著地扩大永磁无刷直流电动机的恒功率工作范围，其概念是利用变压器的电动势来抵消高速旋转电动势。由于这种方法不需要任何协调转换，因此很容易实现实时化^[9]。

本文提出了一种新的永磁无刷直流电动机驱动无刷直流电动机的永磁无刷直流电动机，它具有调速特性，而不需要开发控制方法来扩展永磁无刷直流电动机的恒功率运行范围。因此，它可以结合高功率密度和高效率的永磁无刷直流电机驱动器的优点，以及高起动转矩和广泛的恒功率工作范围的直流系列电动汽车驱动的优点。关键的独创性在于，该电机的气隙磁通是由同一个永磁磁极下的永磁激励和特殊控制的定子电流（两个特殊相位）共同产生的。因此，电动机的转矩由两部分组成。一部分是由永磁激励和两相定子电流相互作用产生的永磁转矩。另一部分是由两相定子电流产生的磁场与其他相的定子电流相互作用产生的电磁转矩。由于这部分转矩与相电流的平方近似成正比，因此它具有直流串励电动机的特性。因此，这种新型电机驱动具有永磁无刷直流电机驱动和直流串励电机驱动的优点。

第二节介绍了新型永磁无刷直流电机驱动的工作原理。它将专门描述相应的配置、操作和模型。第三节将介绍电磁场分析。第四节将讨论所提议电机驱动的稳态性能。第五节将给出实验结果，以验证理论分析。最后，将在第六节中得出一个结论，以总结电动汽车推进用电动机驱动的优点。

2.工作原理

A.电机配置

1985年，引进了变频多相磁阻电动机的概念^[11]、[12]。然后，在1994年进行了相应的设计细节和性能分析^[13]。该电机的基本工作原理与直流电机相似，只是磁场绕组和电枢绕组都位于定子中。如图1（a）所示，其定子绕组同时作为磁场绕组和电枢绕组工作。位于极面下的特定相位的定子电流用作电枢电流（因此产生电枢反应场），而位于内插区域的其他相位的定子电流用作励磁电流（因此产生励磁）。当电机运行时，根据转子位置，每个相绕组承载或。由于该多相磁阻电机的每相电流都可以通过使用多相逆变器单独控制，因此和都可以独立控制，从而提供直流电机的特性。此外，矩形电流和磁场分布使该电机具有高功率密度的特性^[11]–[13]。

通过对该多相磁阻电机的进一步研究，可以发现，当和之间的相互作用产生正转矩时，和之间的相互作用会产生不良的负转矩。由此产生了利用定子磁场电流产生正转矩的思想。如图1（b）所示，通过将PM材料正确插入转子表面的凹陷空间，它产生两个正扭矩分量。一种是磁阻转矩，其中是由于和的相互作用，而是由于和的相互作用。另一个是由于PM场和的相互作用而产生的PM转矩。因此，这种新型电机的功率密度可以进一步提高。

图1.简化的电机配置：a多相磁阻电机 b多相表面插入式永磁无刷直流电机。

作为所提出想法的一个实际实现，图2显示了一个五相、六极、表面嵌入的永磁无刷直流电机。定子上有30个槽。每相有两个槽，在一对磁极下形成一个全节距线圈。对于三对磁极，每相有三个线圈。这三个线圈串联在一起形成一个相绕组。即A相的三个线圈分别位于插槽1和6、插槽11和16以及插槽21和26中。转子表面下插入六个永磁磁极，称为表面插入式。永磁磁极的宽度约为2槽距或2/5极距。因此，与传统的表面安装式相比，这种电机可以显著节省PM材料，从而降低成本。此外，如图3所示，这些永磁磁极的燕尾形可以提高转子在高速运行时的机械鲁棒性。

为了使气隙磁通最大化，从而使功率密度最大化，转子凸芯下的气隙长度应尽可能短。但是，如果气隙长度过短，位于凸极铁心下的定子电流（即电枢电流）会使励磁磁场的分布变形，即加强凸极铁心前缘的磁场，削弱滞后边缘的磁场。由于铁芯的非线性磁化特性，磁饱和导致气隙磁通减小。这种电枢反应对功率密度不利，特别是短时过载时的转矩能力。为了减少电枢反应的影响，同时保持突出转子磁芯下的高气隙磁通密度，有意设计成具有偏心表面，如图3所示，即转子磁芯中部的气隙较窄，而边缘的气隙较大。

图2.五相六极表面嵌入式永磁无刷直流电机

图3 一对磁极的特写图：（a）顺时针旋转和（b）逆时针旋转

图4 传导波形：（a）顺时针旋转（b）逆时针旋转

基于转子结构，提出了一种新型永磁无刷直流电动机。虽然它看起来类似于传统的表面嵌入式永磁无刷交流电机^{[5]、[14]、[15]}，但它们实际上是非常不同的。首先，它们的工作原理是完全不同的，所提出的电机是由多相矩形波供电，具有功率密度高的特点。其次，它们的转子结构有很大的不同——所提出的电机的PM宽度特意小于极距的一半，以便在高速恒功率运行时进行场调节;凸极转子为偏心表面，以减少不良的电枢反应。

B. 电机运行

图4（a）显示了顺时针旋转时所有相绕组的传导波形。在任何时刻，都有四相绕组处于导电状态，一相绕组处于非导电状态或换向状态。在半个周期内，每相绕组导电144°，不导电36°，任何相邻相之间的相移为36°。当转子位置如图2所示时，相位处于非导通状态。其他相的电流方向标记在相应的插槽中。为了说明工作原理，图3（a）显示了顺时针旋转时两个扭矩分量的生成。

可以看出，只有B相和C相位于永磁磁极之下，而其他相位于转子的凸极之下。因此，永磁磁极只为B相和C相的电流提供励磁场。它们之间的相互作用在转子上产生驱动力矩，就像传统的永磁无刷电机一样。因此，该转矩分量被命名为PM转矩TM。另一方面，相位B和相位C的电流也会在凸极铁心中产生激励场。然后，产生一个由该激励场与D相和E相电枢电流之间的相互作用产生的正分量Ta和由于电枢反应场与B相和C相电流之间的相互作用产生的负分量Tf组成的电磁转矩。由于这种转矩产生的原理与多相磁阻电动机的原理相同，所以这种转矩分量被称为磁阻转矩。为了使这两个转矩分量保持在同一方向，应根据转子位置信号和旋转方向正确设置各相电流的方向。当相绕组按图4（a）所示顺序进行时，电机继续顺时针旋转，另一方面，当B相和C相的电流如图3（b）所示反向时，转子上产生的两个转矩分量逆时针旋转。由于旋转方向的变化，A相应处于导电状态，而D相应处于非导电状态。为了连续运行电机，五相传导波形应遵循图4（b）所示的顺序。

综上所述，所述电机的气隙磁场由两个激励场组成，即转子中的永磁激励和定子中的电激励。前者使电机具有额外的永磁转矩分量，因此与多相磁阻电机相比，功率密度更高。另一方面，后者使电机能够产生一个可控制的磁阻转矩分量，该转矩分量可由相电流的单独控制来调节。事实上，这种磁阻转矩元件具有直流电机的特点，在不可调转速控制中起着重要作用。例如，通过有目的地减小永磁磁极下的定子电流，励磁磁场相应减小，从而实现弱磁控制，从而扩大恒功率转速范围。

C.电机模型

所提m相电动机的系统电压方程可表示为：

简言之，上式可写为：

式中，

[v] 施加电压；

[R][i] 电阻电压降；

P时间差算符；

[L]p[i] 变压器电动势；

p[L][i] 因磁阻而产生的旋转电动势；

[e] 因永磁材料而产生的旋转反电动势；

[] i相自感；

[] i相与J相互感

由于磁阻，p[l]不等于零，它可以是表示为

其中a是转子轴和定子之间的角度, d是角速度。因此，相应的扭矩为

其中第一项对应磁阻转矩分量，第二项对应PM转矩分量。

3.电磁场分析

由于气隙不均匀和多源气隙磁通的存在，该电机的设计采用了电磁场分析。相应的程序总结如下。

bull;初始化电机配置和几何结构。

bull;为感兴趣的区域自动生成网格。

bull;采用有限元法（FEM）进行电磁场分析。

bull;评估电机参数和性能。

bull;反复修改电机几何结构。

A.有限元模型

由于各截面的磁通分布基本相同，且两端漏磁可以忽略不计，因此采用二维有限元方法对电磁场进行了分析。由于电机的对称配置，将一对磁极的区域作为分析区域。相应的麦克斯韦方程表示为

其中，A 磁矢势；方向电流密度；V磁阻；和 分别在x-和y-方向上的磁极化。

磁通密度B的计算公式如下：

应的x和y分量表示为：

根据分析的区域，边界条件是：

其中T1和T2是周向边界，N1和N2为径向边界。

此外，电磁力可用麦克斯韦应力张量法计算。平行于x-轴的线上的力密度分量可以表示为:

同样，平行于y轴的线上的力密度分量表示为：

B.磁场分布

基于上述模型，对该电机进行了电磁场分析。相应的磁通分布如图5所示。图5（a）所示的空载磁通密度分布表明了PM激励场的组成部分。满载时的电场分量如图5（b）所示。通过改变永磁磁极下两个特定相的电流，可以调节该分量。满载时的合成场如图5（c）所示。

图5 磁通密度分布：（a）永磁激励场；（b）电激励场；（c）满负荷合成场。

C.旋转电动势

除磁通密度分布外，还利用有限元法确定了相绕组的磁链和旋转电动势。通过线圈的磁通量由下式得出：

式中，A1和A2是通过有限元直接得到的两个线圈边的磁矢势，l是磁芯的轴向长度。因此，利用图5（a）和（15），可以计算与相绕组连接的PM激励产生的磁通量。根据不同转子位置的相似计算，可以得到空载磁通与转子位置角的关系曲线，如图6（a）所示。应注意，0°对应于位于线圈中心的PM极的位置。曲线的平顶是由于PM极的宽度仅为极间距的2/5。

由于每相在每对磁极下都有一个全节距线圈，因此每相绕组的磁链由下式得出：

式中，N为各相绕组串联的匝数。当电机以w的角速度运行时，磁场在相绕组中产生反电动势，即旋转电动势。根据法拉第定律，然后使用（16），这个反电动势可以表示为

式中，theta;是PM励磁磁场和相绕组之间的角度，实际上是图6（a）中定义的转子角度。因此，通过简单的微分可以很容易地从图6（a）中得到。因此，利用图6（a）和（17），可以推导出基本速度为1000转/分时的反电动势，如图6（b）所示。需要注意的是，该基本速度设计用于驱动减速比为3

资料编号：[3298]