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为LED供能的高效率SR反激变换器

K. I. Hwu, Member, IEEE, Y. T. Yau, StudentMember, IEEE, and Li-Ling Lee

摘要-在本文中提出一个多功能电路并应用到同步整流反激转换器，不仅在LC缓冲器的起到重要作用，而且还可以检测过零电流以及减少开关损耗和馈送外围电路。因此，这种转换器在工作范围内具有高效率，并且可以连同一种前端功率因数校正AC-DC转换器被用于为LED灯管供能。在本文中，第一对所提出的拓扑的基本工作原理进行了详细的图示，第二提供了一些模拟和实验结果验证了该拓扑的有效性。

索引-条款临界导电模式（CRM），高效率，LC缓冲器，发光二极管（LED），多功能电路，外围电路，同步整流（SR）的回扫转换器，双级功率因数校正（PFC）转换器，过零电流。

引言

众所周知，由于发光二极管（LED）的高效率，LED在世界上越来越具有吸引力，尤其是在路灯的工业应用。然而，高效率LED系统需要高效率的电源为LED供能。普遍承认，传统的反激转换器被广泛地由于其结构简单的利用。然而，这种转换器，与电阻 - 电容二极管（RCD）缓冲器一起，实质上在相应效率方面不太好[1] - [4]。因此，有关于如何提高这种转换器的效率的许多研究[5] - [16]，如完全集成自驾车[5]，双变压器[6]，同步整流[7]，非耗散缓冲器[8] - [13]，和零电压开关 [14] - [16]。 在[5] - [7]，在提高效率方面仍有一定空间。尽管在中显示的效率[8] - [13]被增强，所得的电路十分复杂，因为需要的特定组件与活性电压钳位电路来驱动半桥开关。在[14] - [16]，零电压开关用所附复杂的电路一起使用，从而使回扫变换器失去结构简单的其固有的优点。因此，这种方法没有得到工业应用中具有吸引力。这就是为什么临界导电模式（CRM）控制[17]和RCD吸收的原因[1] - [4]今天仍然被广泛使用的。

此外，在传统的回扫CON-变频器的设计中，一个附加的辅助的半波整流后绕组实际上需要喂回扫转换器的外围电路。此外，在CRM控制，这种辅助利用绕组来检测零交叉电流[18]。基于该检测到的信息，在CRM控制器认为当前为零，因而使下一个循环开始。即，在主主开关只要跨越本身的电压达到最低点接通，从而使被有效地降低了开关损耗。因此，相应的效率显著提高。在[11]，该反激转换器在连续导通模式（CCM）与电感 - 电容（LC）缓冲器集成到主变压器谐振电感器工作。

另一方面，对于单级功率因数校正（PFC）转换器的成本基本上是比为两级PFC变换器小。然而，有存在于单级PFC变换器一些缺点，与两级PFC变换器相比较。在[20]，[23] - [28]和[31] - [37]，将所得的效率不那么好，在某些情况下，甚至在75％以下。在[21]，[22]，[31]，[36]和[39]，使用的电路是太复杂了。在[20]，[21]，[24]，[25]，[30]，[32] - [35]和[37] - [39]，所附的总谐波失真（的THD）过高，甚至高达在某些情况下45％。在[19]，[20]，[22]，[26]，[27]，[30]，[31]和[36]，通用电压不施加。在[22]和[31]，没有隔离被使用。在[29]，纹波是比较大的。基于前述，两阶段PFC变换器，结合与升压转换器的反激转换器，在此被用于驱动LED串。

因此，通过组合[11]和[18]的优点，在反激转换器在CRM中操作使用所提出的电路在本文中提出。这种电路是一种多功能的电路，不仅在LC缓冲器的与集成到主变压器谐振电感器中起到重要作用，而且还检测所述过零电流来降低开关ING损耗和馈送外围电路。然后，在同步整流（SR）反激与所提出的多功能电路转换器具有一个前端PFC AC-DC转换器具有高效率，一起被用于为LED路灯具有连接在与个别恒流控制器集成电路（IC）系列的LED串供能。因此，在本文中，所提出的拓扑的基本工作原理，首先详细说明，第二，提供了一些模拟和实验结果验证了该拓扑的有效性。

带有相关多功能电路的反激转换器

图1展示出带有多功能电路的SR反激转换器。将SR反激变换器包含具有N1 / N2的匝数比一个主变压器T1，一个主开关Q1与寄生电容CDS一SR开关执行，和一个输出电容有限公司另一方面，所提出的多功能电路包含三二极管D1，D2，和D3，一个电容器C2，一个电阻R1和与N3 / N4的匝数比T1一个辅助中央抽头绕组伤口。这样的多功能电路具有三个功能。一个功能是将喂CRM控制器IC，另一个功能是将零电流信息Z C D传递到CRM控制器，另一个功能是将被用作一个LC缓冲器。因此，所需的栅极驱动信号M1被创建并用于驱动Q1。作为栅极驱动信号M2来驱动，则是通过SR控制器产生的。

图1. SR反激变换器与拟议的多功能电路

基本工作原理

存在八个状态在与所提出的多功能电路的SR回扫转换器，作为具有与在图中所示的提议的操作状态的波形如图2所示。

图2.有关多功能电路的SR反激变换器的波形

A.说明 1: (t0minus;t1)

如图3所示，Q1导通，做处于关闭状态。在该状态下，电流流过N 1绕组，由此引起存储在T1中的能量。只要Q1关断，则操作前进至状态2。

图3.在状态1的电流

B.说明2: (t1minus;t2)

如图4所示，Q1被关闭，做的是仍处于关闭状态。在该状态下，电流流过N1winding和充电寄生电容的CD。与此同时，Q1两端的电压Vds增加。由于CDS的值比较小，Vds的迅速上升。此刻的Vds等于DVD加VC2，操作进入到状态3。

图4.在状态2的电流

C.说明 3: (t2minus;t3)

如图5所示，Q1和待办事项都仍处于关断状态。在此状态下开始时，Vds的是等于Vd的加VC2，由此引起D2成为正向偏置，从而使存储在绕组充电C2和CDS的N1的自我和漏电感的能量。因为在Vds并联C2的等效电容很大，Vds的非常缓慢增加。同时，通过增加电流ID1绕组C1充电从N3感应的电流，以获得一个稳定的电压，使得在CRM控制器被送入。当ID1达到最大值或的Vds等于Vd的加武乘以N1 / N2，操作进入到状态4。

图5.在状态3的电流 图6.在状态4的电流

D. 说明 4: (t3minus;t4)

如图6所示，第一季度仍处于关闭状态，要做的就是打开。在此状态下开始时，Vds的是等于Vd的加武乘以N1 / N2。在这种状态下，存储在T1中的能量被转移到通过N 2绕组的输出。应该注意的是，由于N1的绕组漏电感的存在，C2和CDS仍在充电。由于C2的等效电容并联的在Vds是大的，Vds的仍保持几乎恒定在Vd的加武乘以N1 / N2。同时，通过减少电流ID1绕组C1充电从N3感应的电流，以获得一个稳定的电压，使得在CRM控制器被送入。的能量存储在所述N1的漏电感的时刻绕组完全释放或ID1为零，则操作进行到状态5。

图7.在状态5的电流

E. 说明 5: (t4minus;t5)

如图7所示，第一季度仍处于关闭状态，做的是仍处于接通状态。在这种状态下，能量存储在矿井的N1的漏感绕组是零，因此，D3反向偏置，C2两端的电压被钳位。与此同时，存储在T1中的能量仍然转移到经由N 2绕组的输出。因此，Vds的是在约Vd的加武乘以一些波纹N1 / N2由于CDS与N1绕组的漏电感谐振保持恒定。只要存储在T1中的能量被完全释放时，操作进入到状态6。

F. 说明 6: (t5minus;t6)

如图8所示，Q1仍处于断开状态，要做的就是关闭。在这种状态下，存储在T1中的能量为零和CD与N1绕组的自感共振。尽快的Vds等于Vd的，在CRM控制器检测被用作零电流信息这样一个值，且操作进行到状态7。

G. 说明 7: (t6minus;t7)

如图9所示，Q1和待办事项都仍处于关断状态。在此状态下，CDS仍然与N1绕组的自感共振。尽快的Vds等于Vd的减去武乘以N1 / N2，则操作前进至状态8。

图8.在状态6的电流 图9.在状态7的电流

H. 说明 8: (t7minus;t0)

如图10所示，Q1导通，做仍处于关闭状态。当下的Vds达到Vd的减去武乘以N1 / N2，Q1与开关损耗最小地打开。在这种状态下，存储在C2中的能量被释放，因此，C2与N1，N3和N4绕组的电感共振。只要存储在C2中的能量被释放为某个值，则操作返回到状态1，并重复下一个周期。

图11所示，整个系统将被用来驱动LED路灯。该电源包含两个阶段。第一阶段是一个交流 - 直流转换器，由该控制器IC是由在第二级中所提出的多功能电路馈送的PFC升压变换器构成，而第二阶段是建立了由SR回扫变换器的控制器IC也被馈送提出了多功能电路。表I示出了整个系统的规格。

图10.在状态8的电流

另一方面，这里使用的LED路灯的规格如下所述。这些LED由Havatek Ltd。制造，70流明/瓦，1瓦指定，0.67总线驱动每个LED。如示于图12，由于LED的数量是120，它是由并联连接的15个LED串，王氏具有八个LED和一个恒流控制器IC串联连接每个LED串，总功率为126瓦，相应的总亮度被8820镑，恒流控制器IC的产品名称为AMC7140，每个IC具有一个恒定的输出电流设定到350毫安，对应于设置为1.74的电阻R的值kOmega;的根据AMC7140数据表。此外，这里所采用的光设备的输出功率大于7000镑大。

从图11中可以看出，第一阶段是一个众所周知的PFC升压转换器，并且第二阶段的行为主要是本文提出。因此，对于所提出的多功能电路设计的SR回扫变压器的方法给出如下。

图11.整体系统配置来驱动LED路灯

图12.基于AMC7140s12.电流供给LED串

在谈论这个课题之前，也有一些值和变量被给予以促进反激转换器的设计，例如如下：1）的额定输出电压Vo为24V; 2）额定输出电流Io为5.5 A; 3）输入电压Vd为350伏; 4）在额定负载fs的开关频率是35千赫，即，对应的开关周期Ts是28.57微秒; 5）跨越D1，D2的电压，并在过程中执行导通时间段都是由VD和所有设置为0.6V表示; 6）回扫变压器N12的匝数比被定义为N 2由N1分割; 7）Q1两端的最大电压，即Vds-最大，为480伏，这是由基于SPA11N60C3数据表上的MOSFET的耐受电压的80％来确定; 8）关断期间VDS-FFOslash;跨期间Q1的电压为90％Vds-最大的;和9）C2两端的最小电压，即，VC2-L最初设定为C2两端，即，VC2-H的最大电压的90％。

还有用于描述SR回扫变换器是如何设计的六个步骤。

步骤1：找到N12和栅极驱动信号的占空比为Q1，即D。

步骤2：制定出在初级和次级自感，即，伊普-PRI和IPP秒，分别的最大峰 - 峰电流。

步骤3：确定N1和N2，并确保步骤1-4是否需要重复或没有。

步骤4：找出VC2-H和VC2-L，确定N3，N4，和C2的值，并确保VC2-H和Vds-最大值是否合理。

步骤5：计算最小电压Q1两端，即，Vds的谷，和Q1的导通延迟时间，即，Tvalley，在仿真需要。

第6步：总结在交换机上的压力。

A. 步骤 1

由于SR反激转换器在CRM中操作时，相应的电压转换比

此外，在关断期间，匝数比N12可以表示为