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A LED Driver With Switched Capacitor

（带开关电容器的LED驱动电源）

1. 引言

国际能源机构（IEA）估计，全球电力需求的19％被用于照明应用。该声明需要发展具有低功耗和高环保的照明系统，从而减少能源消耗。

科技的进步使得更换低效率的白炽灯泡有了更有效的解决方案。。随着LED的相关技术的快速发展，普遍常用的光源例如荧光灯已经逐渐的被LED灯所取代。目前，LED灯的发光效率可以与荧光灯灯泡相媲美，而且LED灯的使用寿命长，保养成本低。随着对节能环保的日益关注，LED固态照明已成为一种颇具吸引力的高效光源用于一般照明应用。

目前，开关电容DC-DC转换器已受到研究人员的普遍关注。日益普及的传统SC转换器，因为它们的特性也被称为电荷泵，即，它们只使用开关和电容器，就能通过控制电容的充放电实现能量转移。 SC转换器具有重量轻，小尺寸和高功率密度的优点。从有关能源效率的转换器中可以看到SC的总体分析。传统的理解是，在SC转换的能量损失主要是由固有电阻和硬开关的半导体器件所造成。但是，在[7]声称的开关频率的增加和电容值可以提高SC转换器的效率。SC转换器通常在低功率电路中应用，而在较高的功率水平并联连接。

文献[10]的研究提出了用一个2 W频率调制器SC来驱动LED。然而，差电源电压和LED的正向电压于平均电流成正比。已知的是额定LED正向电压可能会有所不同，会影响LED阵列。另外，正向电压也依赖于LED结温，从而使这项提议不足以使用开环运行。

本文介绍了一种24伏直流SC转换器。不同于传统的SC转换器，所提出的转换器用了一些额外的磁性组件，以便于输送至LED的功率不依赖于前电压，从而提高了转换器的效率。这个问题可以通过控制SC的时间增加来解决，减少了SC转换器过电路的峰值电流。

考虑到输入电压是恒定的，该转换器不需要闭环控制系统。它是能够在软开关条件下进行操作的，例如，ZCS，允许开关在高频率下操作，与其他LED驱动器相比它的尺寸更小，成本更低。

1. 变换器的介绍

如图1所提出的SC拓扑的基本电路，这是一种半桥式变换器。考虑到一个开关期间，电容器Cs被充电和放电。能源存储在电容器传送到负载和开关，S1和S2操作互补。

电感Lo是非常小的，具有更低的的成本和更高的效率。该转换器工作在DCM模式，其中，电感器的开关的部分期间和以后储存能量期间被完全转移到负载。使电感Lo的充电（VCS = VIN）和开关电容器Cs的放电相同。由于LED正向电压不影响充放电过程，所以传递给负载的功率不依赖于输出电压Vo。

电感器的DCM工作模式为ZCS提供了理想的开关S1和S2。由于Co电容器是完全充电和放电，开关S1和S2被关闭以零电流。因此，该转换器具有可忽略的操作开关损耗，从而使高频率操作和提高了效率。

为了简化所提出的变换器的一些定量和定性分析，我们必须作出一些假设。开关S1和S2采用互补的方式，并以占空操作比为0.5循环。滤波电容器Co电容足够大，以确保施加在发光二极管的电压源特性。该转换器操作可以分为六个阶段，如图2所示。

阶段1

（T0 - T2）-在t 0时，跨越Co电容器上的电压为空。此外，开关S2被关断并且开关S1打开。横跨Cs中的电压增加，直到它达到输入电压（Vin）。在时刻t = t2时，电流通过电容器Cs变为零。在t1，峰值电流流经电容器Cs。

阶段2

（T2 - T3）-在此阶段，剩余的能量存储在Lo流经二极管和这种电流在t = t3时线性地向零减少。由于二极管认为是理想的，所有四台设备保持开启如图2所示。

阶段3

（T3 - T4）-在此阶段，电容器Co提供能源到LED。在t = T3，输入源所提供的一半的能量转移到LED所代表的负载，同时，剩下的一半被存储在切换电容器Cs。

阶段4

（T4 - T6）-在t4时，横跨Cs两端的电压等于输入电压。此外，开关S1被关断并且开关S2被接通。在该时间对应于该阶段的时间间隔，在存储在电容器Cs整体能量转移到加载。在t = t5时，峰值电流流过电容器Cs。在t = T6，Cs两端的电压为0。

阶段5

（T6 - T7） - 此阶段类似于第二阶段，在相同的条件下有效。

阶段6

（T7 - T8） - 此阶段是类似于第三阶段，在相同的条件下有效。

如图3示出的主要理论波形。ZCS条件下，所有开关在零电流即接通。

在第一阶段中，转换器可以表示在图中所示的LC电路。如图4，在t0 = 0，开关S1被接通上并且通过两个跨开关电容Cs和电感电流Lo的电压为0。

如图4，简化电路的谐振角频率为

(1)

在第一阶段期间，切换电容器Cs两端的电压为

VCS (t) = minus;(Vin minus; Vo) cos(omega;o · t) (Vin minus; Vo). (2)

在第一阶段期间通过电感器的电流为

在第一阶段1（t = t2时）的端部，跨越的电压开关电容等于输入电压Vin。因此，通过（2）式可知

VCS (t2) = Vin = minus;(Vin minus; Vo) cos(omega;o · t2) (Vin minus; Vo). (4)

由（4）式可知

考虑到x的唯一真正的值是在（6）有效时，和也代以（5）在（3），（7）得到的，它定义了通过电感器Lo电流在第一阶段结束时（t = t2时）

对于开关电容Cs与完整充输入电压Vin，流经电感器Lo在结束时的当前第一阶段不能为零。因此，条件中所述（8）必须遵守

若要满足公式（8），必须满足

在第二阶段，由于横跨电感的电流在通过使用边界条件下呈线性降低。可得

其中，Delta;T2是定义所述第二阶段的时间间隔（T3 - T2）。

通过隔离对应于第二时间间隔阶段（10）中，表达式（11）的结果为

如果是集成电路（IC），例如，IR2153用于驱动开关在一个半桥，那么组件的死区时间也必须考虑。在此情况下，死区时间TTD由下式给出

Ttd lt; Delta;t2 Delta;t3 (12)

其中，Delta;T3是对应于第三时间间隔阶段3（T4 - T3）。

半个开关周期（T / 2）可以定义为

T/2= t2 Delta;t2 Delta;t3. (13)

代入（12）（13）可得到开关频率的函数（fs）为

代入（5）到（14）可得电感Lo的表达式为

过电路的电流有效值可以是按比例根据Lo的值降低，因为存储在Lo能量增加，峰值电流被降低。因此，考虑到Lo和Cs 10％的容量裕度，（15）可以写为

在第四阶段的开始（T = T4），能量存储在开关电容器Cs可以由下式给出

ECs (t3) =1/2· Cs · V 2in (17)

其中，ECs (t4)是在t = t4的在Cs中存储的能量。

存储在开关电容器的能量在t = t4为开关的一半时传送至LED阵列期间的控制开关。因此，平均电力转移到由Po表示的输出，其对应到LED阵列的非常功率，可由（17）式确定（18）

Pout = ECs (t4) · 2 · fc · eta; (18)

其中，eta;是转换效率。

代入（17）（18）得到（19），为

Pout = Cs · fc · eta; · V 2in. (19)

电源指示灯可以通过简化的电气表示图的模型来表示。 如图5 。 LED的内在串联电阻

RLED是由于在半导体的电流扩散和该设备设计用于RLED的低值，以尽量减少损失。因此，可以说，LED呈现为固有的电压源的模型。上述模型考虑到了模拟本文提出的电路。

传统的SC转换器通常被用在相对低功率电路。如果需要更大的功率，简单的

解决之道在于几个SC模块并联连接，如图6所示。

单个LED有略微不同的正向电压。这种差异可能会损害阵列之间的电流均分

。几个活性物质和无源器件技术已被用来解决电流共享问题。采用的方法是使用有源器件和通常的控制电路来搭建连接在LED阵列间的电流调节器，如[15]系列。使用线性电流调节器的通常会减少低功耗应用电路的效率。在另一方面，利用开关电流调节器可以提供更高的效率相比于上述方法，虽然成本增加。但是通过采用被动式无源元件，如电容器或耦合的电感器，可以实现良好的电流分配，可能会降低成本。然而，当耦合的电感器的使用，一个明显的磁性部件的数目通常是必要的。该基于电容被动的方法往往需要一个具有高峰值，高阻抗的正弦源以确保LED阵列之间良好的电流共享。

所提出的转换器可以被用来提高电流共享，因为它不依赖于LED的正向电压。

因此，电流被发光二极管之间相等的分配，因为正向电压也有类似幅度。此外，每个电路具有一个独立的开关电容器，其限制通过负载的电流。另外，如果输出电路

被损坏，剩下的还可以正常工作，从而确保恒定电流给负载。因此，该转换器不需要LED阵列的反馈来稳定电流或补偿它的操作，当一个或多个阵列被断开。几个开关电容器模块可并联连接的，每一个都提供一个LED阵列，只要作为半桥逆变器的额定输出功率的限制是正常的。

所提出的转换器还可以通过另一种分离如图7所示的方法。在此情况下，开关电容器被用作于隔离电容器，被用于特殊设备，例如，双安全电容器（Y-帽）

[15]，[27] ​​ - [29]。

1. 功率控制和开关电容

LED电流的控制是通过对SC进行控制的，这是电路的一个突出的优点。该SC是负责限制传送到LED的功率。因此，平均的输出电流正比于开关频率，考虑到输入电压不变。因此，调节LED电流，闭环操作是没有必要的。

表达式（19）表明了功率传输到LED阵列不依赖于两端的电压（VO）。在转换ZCS条件下，独立运作在第三和第六级的时间间隔，开关频率可被降低以减小施加到LED阵列的功率，随着频率可被调制用于补偿输入电压的变化。由此，发光LED阵列的强度可以通过调整转换器的频率来调整。由于Cs的值是恒定的所以转换器效率可被认为是恒定的，因此，可以从输入电压（Vin）和开关逆变器的频率估计转移到LED阵列的功率。因此，该转换器不需要电流传感器稳定应用于LED电源阵列，这导致更简单的实施方式中，降低的成本，并降低尺寸。

施加到LED阵列的功率可以定义为由电流平均值（IAV G）和输出乘以电压（VO）。因此，当输出功率被稳定和电压横跨LED阵列变化为低电平时，LED阵列的电流变化也被减少

Pout = IAV G · Vo. (20)

隔离电容Cs的值（19）和代它在（20），（21）被确定

LED阵列电压，是转换器的输出电压，可以被定义为

Vo = n · (VLED RLED · IAV G) (22)

其中n是在阵列串联的LED的数目。

四、设计思考

所提出的电路得到了实验验证通过，图8为示意图.转换器使用的输入受控源被指定为24伏特的IC IR2153，用于驱动开关M1和M2，其中包括典型的MOSFET IRF540。本征IR2153的振荡电路设定在一个开关频率130千赫兹，允许磁性元件和电容器的减少。 C3是用于最小化的随着温度的变化而变化的聚酯电容器。

使用三

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