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LLC谐振变换器的优化设计方法

摘要

尽管LLC谐振变换器可以实现宽操作范围和高效率，但缺乏设计方法使其很难实现。本文是基于在正常条件和滞留时间的操作原则下的理论分析，揭示了转换效率和操作范围内不同电路参数之间的关系。在发明了一种优化设计方法的基础上揭示了这种关系。并通过1 MHZ,1 kW的LLC转换器设计来验证该方法。

随着电力转换技术的发展，功率密度已成为前端AC / DC转换器的主要挑战。尽管增加开关频率可以显著减少被动组件的大小，但其有效性被转换器效率和热管理设计所限制。同时，为了满足死区时间的要求，大体积的电容器必须在死区时间内用来提供能量，它只影响DC / DC级操作输入电压范围。死区时间电容器需求之间的关系和最小直流/直流输入电压为不同阶段的前端变换器功率如图1所示。很明显，操作范围宽DC / DC级可以减少交通阻塞时间电容器需求,提高系统的功率密度。然而,当最低电压小于200 v时,可以观察到非常有限的影响。

图1 滞留时间DC / DC电容器要求阶段有不同的最低输入电压

为了减少死区时间内的电容器要求,不同的研究工作已经通过使用额外的滞留时间扩展电路或通过开发更好的拓扑来实现。在不同的解决方案中，LLC谐振变换器因其效率高和宽的操作范围已成为最具吸引力的拓扑结构。

LLC谐振变换器器利用变压器磁化电感来修改串联谐振转换器(SRC)的增益特性，不同的电压增益特性如图3所示，由于半桥结构,输出电压与输入电压的一半归一化。与SRC相比,LLC谐振变换器可以实现升压模式和降压模式。当开关频率高于谐振频率时，LLC谐振变换器的电压增益总是小于1,相当于SRC变换器，并且可以实现零电压开关(ZVS)。当开关频率低于谐振频率时,在不同负载条件下,ZVS和零电流开关可以实现。边界的ZVS,如图3中的虚线所示,变换器电压增益达到最大值。

图2 LLC谐振变换器主电路

图3 LLC谐振变换器电压增益特性

根据电路操作分析，工作频率等于谐振频率时,因为谐振回路的阻抗是零,输入和输出电压几乎连在一起。因此,变频器电压增益等于1的所有负载条件。当输入交流线存在,DC / DC级输入电压是由PFC生成阶段,监管在400 v。在这个条件下,通过选择一个合适的变压器匝比,变换器可以工作在谐振频率。因此,传导损耗和开关损耗可以最小化。在死区时间、转移到负载的能量来自大容量的死区时间电容器。而直流/直流输入电压不断下降,转换器降低其在提高开关频率操作模式和调节输出电压。由于谐振回路的复杂性,LLC谐振变换器的设计需要考虑三个关键元素,谐振频率、特征因素,和电感比。

在这里谐振频率f0定义了LLC谐振变换器的开关频率，特征因子Q为特性阻抗和负载之间的比例，Ln被定义为磁化电感之间的比例和谐振电感。

虽然不同的文献讨论了操作原则和拓扑的优点,但还没有很好的设计方针。此外,而不是简单地选择在传统SRC或PRC设定的Q值，LLC谐振变换器需要定义两个耦合元素Ln和Q。显然,不断尝试和错误可能导致一个好的设计方法。然而,它是耗费时间,而不是成本效益。因此,拓扑是很难被工业接受的。本文基于LLC谐振变换器的分析是在不同的操作条件下,包括正常操作和死区时间期间,科学家发明了一种优化设计方法。基于开发方法,设计了LLC转换器可以实现最大效率和所需的操作范围内,这是验证了1 MHZLLC谐振变换器。

在正常操作条件下,LLC谐振变换器的输入电压在PFC阶段的增益特性曲线如图3所示,变换器的输出可以在谐振频率下保持不变。因此,通过设计一个合适的变压器匝比,可以使变换器电压增益等于1,在正常操作条件下，LLC谐振变换器可以工作在不同负载条件下的谐振频率。大多数时候,前端变换器是工作在这个操作模式。因此,效率在谐振频率的关键方面是LLC转换器的性能。

图4 谐振频率下谐振回路电流波形

图5 谐振频率下的等效电路

根据LLC谐振变换器的工作原理，当工作在谐振频率下,谐振回路电流是一个纯正弦波形，如图4所示。虚线是磁化电感电流。等效电路如图5所示。在上半周期,谐振回路电流上升，与此同时,磁化电感电压输出，因此,磁化电感电流线性增加。上半周期结束的时候交换周期，主要是磁化电感峰值电流开关关闭，和其他开关ZVS条件下打开相同的电流。在另一半线周期里,谐振回路电流谐振和输出应用于与反向磁化电感器极性。因此,磁化电感电流线性降低，,一个方波电压磁化电感和磁化电感电流是一个三角形的形状，如图4中的虚线所示。此外,在每个开关周期一半,磁化电感电流达到最大值,谐振回路电流达到相同的值在同一时间。

磁化电感峰值电流可由以下公式求出:

这里n是变压器一次侧和二次侧之间的变比,V0是输出电压,T是切换周期以及Lm磁化电感。Irm是谐振均方根电流,和f0谐振频率和phi;的初始角谐振回路电流,这代表谐振回路电流之间的相位差和磁化电感电流。根据当前波形,在每个开关周期一半,磁化电感电流等于谐振回路电流。

另一方面,谐振回路电流和磁化电感电流的区别是当前是否转移到负载。RL是负载电阻,n是变压器匝比。通过总结这些方程,均方根电流可以解决。

V0是输出电压,n是变压器匝比、RL负载电阻,T是切换周期共振频率,Lm是磁化电感。

自谐振回路电流连续流经一次侧开关,其均方根值决定了初级侧传导损失。与一次侧的负载电流反映,谐振均方根电流相关的磁化电感负载电阻和切换周期。在开关周期和负载电阻一定预定值转换器规格,谐振均方根电流只由磁化电感决定。

除了一次侧传导损失,二次侧整流器传导损失也是一个大问题。二极管整流器其传导损失主要来自二极管正向电压降和与平均输出电流成正比。然而,如果考虑同步整流,也应该尽量减少二次侧均方根电流。因为我们已经得到的公式对谐振回路电流和磁化电感电流、二次侧电流很容易计算。

摘要在分析LLC谐振变换器工作在谐振频率时，变换器传导损失主要是受到磁化电感的影响而非谐振电感和谐振电容。同时,一次侧开关可以实现ZVS负载条件下,开关损耗主要来自关断损失,这也取决于磁化电感。因此,设计一个高效LLC谐振变换器,至关重要的是找到一个合适的磁化电感器。

在死区时间内,输入交流行不存在和PFC阶段不再提供能量的DC / DC阶段。所有的能量转移到负载死区期间纯粹是来自死区时间电容器。因此,输入电压的DC / DC阶段死区时间期间将继续减少。保持调节输出电压,开关频率的需要减少，LLC谐振变换器增益可以提高。不同于PWM转换器,LLC在高输入电压转换器可以实现最高效率。在死区时间,变换器运行远离它的谐振点和低效率。然而,死区时间只需要20 ms,可以容忍和低效率,不会造成过多的热应力。

因为变压器匝比是一个定值,所需的增益是由输入和输出电压之间的关系也可以表示出来。在这里,g是LLC转换器所需的电压增益,V0是输出电压和输入电压Vin。从这个方程看出,低输入电压,电压增益越高。

如图1所示，死区时间电容器需求在很大程度上是受到的操作范围的影响DC / DC的阶段。更广泛的操作范围可以显著减少滞留时间电容器需求,提高整个转换器功率密度。因此,操作范围宽DC / DC阶段被需要。

LLC转换器的操作范围决定的峰值电压增益可以实现。在正常运行模式下,输入电压是400 v和LLC电压增益相等。如果转换器可以实现最大增益为2可以调节输出电压与400/2 = 200 v输入。很明显,峰值增益越高,LLC谐振变换器的LLC谐振变换器运行在正常操作条件下是最多的时间。当输入交流线存在,DC / DC监管阶段输入电压是400 v。因此,LLC转换器可以总是在共振频率运行并达到最佳效率。因此,它是至关重要的谐振频率变换器操作时减少损失。基于共振频率的操作分析,主数据和辅助传导损失纯粹是由磁化电感引起,操作范围更为广泛。

图6 谐振回路电流增益峰值点

从图3中的增益特性曲线可以看出，峰值增益电路运行时边界的零电流开关和零电压开关(ZVS)模式。谐振回路电流,种情况如图6所示。在每个半交换周期,磁化电感由输出电压首先控制。之后,它参与谐振(谐振回路由Lr,Cr和Lm)和转移谐振电容器储存能量。在每个半交换周期,目前被重置为零。因此,整个能量存储在磁化电感可以转移到负载,和变换器输出达到峰值。虽然峰值增益可以基于当前波形计算,很难解决方程,得到了解析解。因此,为了简化分析,不同峰值Ln和Q Simplis组合是基于仿真模拟工具,它可以自动实现电路稳态模拟短时间内。峰值收益不同Ln和Q值在图7中的等值线进行了总结。在这组曲线,每一行显示了不同Ln和Q值的组合,同样可以达到峰值电压增益。例如,如果我们想要设计一个转换器峰值增益为1.3,Ln的任意组合和Q沿线1.3可以选择一个有效的设计。

图7 转换器峰值增益和Ln,Q之间的关系

显然,峰值增益影响Ln和Q值。通过减少L或者Q值,可以实现更高的峰值增益。

LLC谐振变换器的设计目标是实现最小损失与所需实现的功能最大增益以确保操作范围宽。根据之前的分析,设计参数之间的关系Ln和Q与转换器的性能,尤其是传导损失和操作范围,显示。这些关系可以用来开发一个LLC谐振变换器的优化设计方法。

因此,要使传导损失减小到最低限度,应该最大化减少RMS磁化电感电流在一次侧和二次侧。反过来,磁性元件的铜损也可以减少。

要实现高功率密度、高开关频率总是一个幻想，因为被动组件大小随切换频率的增加而急剧减少。然而,开关损耗与开关频率线性增加。因此,同样重要的是尽量减少LLC谐振变换器的开关损耗。

基于操作分析,LLC谐振变换器一次侧开关可以实现ZVS打开所有负载条件。然而,ZVS条件是保证磁化电流峰值的必要条件。

这里n是变压器匝比,V0是输出电压,Lm是磁化电感和T是切换周期。在一次侧开关换向期间,由于大型磁化电感,磁化电感目前可以认为是常数。为了确保ZVS打开，磁化电感峰值电流应该能够在死区时间内放电场效电晶体结电容。

这里Vbus是输入总线电压,Cj是 MOSFET结电容,tdead是死亡时间。尽管大型关断当前可以确保软开关状态,它会导致更大的损失,关断因为一次侧开关关断开关。因此小关断当前是可取的减少损失。

通过总结之前的分析,为了实现传导损失降至最低,磁化电感需要尽可能大。为了确保最小开关损耗,磁化电感需要小到足以实现ZVS条件和小关闭电流足够大。因此,考虑传导损耗和开关损耗,优化设计了Lm应该第一面关掉当前ZVS要求完全一样。

这个方程的基础上,可以看出,只要生产Ln和Q保持常数,Lm是一个固定值。换句话说,设计磁化电感,Ln和Q之间的关系是固定的。一旦选择Ln值,可以设计相应的Q值。

除了转换器效率,LLC转换器的另一个主要方面是其操作范围。虽然转换效率主要是由磁化电感,Ln和Q值影响LLC的增益特性谐振变换器。正如之前所讨论的,操作范围宽的LLC谐振变换器可以减少滞留时间电容器要求和提高系统的功率密度。实现所需的操作范围,峰值增益要求更高超过一定程度。

以200 HZ，1KW的LLC谐振变换器与操作选择范围从250 v到400 v为例。在这个情况下,峰值电压增益需要比为400/250 = 1.6。从图7中,Ln和Q组合低于1.6线能满足增益要求。然而,这结果在无限的转换器的设计解决方案。此外,考虑正常运行效率,磁化电感将最大化。基于在分析磁化电感,200千赫切换频率和100 ns死亡时间,一起450 pf Cj(IXFH21N50),我们可以很容易地计算出磁化电感应该70uf左右。因此,对于所需磁化电感70uf，标记线可以添加到图7中,峰值增益曲线,如图8所示。沿着标线的设计都有相同的磁化电感,保证了在正常操作条件下的最大效率。与峰值增益曲线,Ln必须大于5.5以满足增益要求。然而,沿着标线,可能有无限的有效的设计解决方案。进一步选择Ln和Q组合一个合适的值,我们需要进一步考虑Ln和Q对电路的影响操作。

图8 LLC谐振器优化示例

如图9所示，对不同Ln值的增益特性进行了总结。这表明更大的Ln会增加LLC谐振变换器的频率范围。尽管在正常操作条件下,PFC阶段生成一个监管400 v总线，但由于线频率脉动,LLC转换器仍然需要做开关频率调制来调节输出电压。因此,开关频率范围应该尽可能小,这需要最小Ln值。然而,更大的Ln使它更容易使用的变压器漏电感实现谐振电感器。因此,变频器的大小和效率之间的权衡,确定可进行Ln的值。基于所选的Ln和Q值,Lr和Cr可以进行相应的计算。

图9 Ln对LLC谐振变换器电压增益的影响

为了验证理论分析，1 MHZ,1KW的LLC谐振变换器输入电压范围宽(200 v到400 v)和48 v输出是基于提出的方法设计的。为了确保软切换和关闭损失最小化,磁化电感是选为14uH。Ln是设计为17利用变压器漏电感,从而导致0.8uH谐振电感。可以设计相应的谐振电容33 nf。

实验波形在谐振频率和滞留时间分别如图10和图11所示，从实验结果可以看出，在谐振频率下可以实现软开关，关电流。通过

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