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A Double-Sided LCC Compensation Network and Its Tuning Method forWireless Power Transfer

双边LCC补偿网络及其优化方法的无线电力传输

摘要——本文提出了一种双边LCC补偿无线功率传输网络及其优化方法（WPT）。所提出的拓扑结构及其调整方法，谐振频率与耦合系数无关这2个线圈，也是独立的负载条件，这意味着该系统可以工作在一个恒定的开关频率。在频域中给出的分析显示的特点所提出的方法，我络实们还提出了一种方法来调整网现零电压开关（ZVS）为原边开关。仿真和实验结果验证分析拟议的补偿网络和调整的有效性方法。有建立了输出功率为7.7千瓦的电动汽车的无线充电系统，和实现从直流电源到电池负载效率高达96%的传输。

关键词：电池充电，电流源，电动汽车，无线电力传输（WPT），零电压开关（ZVS）。

专业名词说明：

原边MOSFET管 S1 sim;S4

二次侧整流二极管 D1～D4

原边线圈的自感 L1

原边端补偿电感Lf1

副边接收线圈的自感L2

副边补偿电感Lf2

原边传输线圈的漏感Ls1

副边接收线圈漏感Ls2

折合到初级侧的励磁电感Lm

折合到初级侧的变换的二次侧补偿电感Lrsquo;f2

初级侧串联电容和漏感的等效电感Le1

二次侧串联电容和漏感的折合到初级侧的变换等效电感Lrsquo;e2

二次侧串联电容和漏感的等效电感的缩减值Delta;Le

二次侧串联电容和漏感折合到初级侧的变换等效电感的缩减值Delta;rsquo;Le

原边串联补偿电容C1

原边并联补偿电容Cf1

副边串联补偿电容器C2

副边并联补偿电容Cf2

折合到原边的副边串联补偿电容Crsquo;2

折合到原边的副边串联补偿电容Crsquo;f2

副边串联补偿电容的增量Delta;C2

发送线圈和接收线圈之间的互感M

发送线圈和接收线圈之间的耦合系数K

发送线圈和接收线圈之间的等效匝数比n

谐振角频率omega;0

应用于原边侧的一阶输入电压相量UAB

一阶输入电压的有效值UAB

m阶输入的电压相量UAB_mth

二次侧整流前方波输出电压uab

一阶输出电压整流前的相量值Uab

一阶输出电压整流前的有效值Uab

整流前的输出电压的最小有效值Uab_min

折合到一次侧的一阶输出电压的相量Ursquo;ab

整流前m阶输出电压的相量Uab_mth

原边侧补偿电感Lf1上的电流相量ILf1

发送线圈上的电流相量I1

接收线圈上的电流相量I2

接收线圈上的电流折合到原边侧的相量Irsquo;2

副边侧补偿电感Lf2上的电流相量ILf2

折合到原边侧的Lf2上的电流相量Irsquo;Lf2

当只加UAB电压时Lf1上的电流相量Irsquo;Lf2AB

当只加Uab电压时发送线圈上的电流相量I1ab

当只加Uab电压时折合到原边侧的接收线圈上的电流相量Irsquo;2ab

当只加Uab电压时Lf1上的一阶电流相量

MOSFET管的关断电流IOFF和最小关断电流IOFF_min

Uab超前于UAB的相角ϕ

ILf2_1st 超前于UAB的相角ϕ1

Uab 超前于 ILf2_1^st的相角ϕ2

直流输入电压Uin

电池电压Ub

2013年12月16日修订稿：2014年5月10日和7月1日，2014；接受2014年7月30日。出版日期2014年8月12日；日期现行版本2015年6月16日。

这项工作是由美国能源部能源研究汽车技术在美国教育资助下支持的：中国清洁能源研究中心车辆联盟——国际电装，由密歇根大学，和由中国学术委员会。本文是由A. Khaligh.S. Li教授协调审查的 。李是美国迪尔伯恩，MI 48128密歇根大学电气和计算机工程系的，并与中国昆明理工大学电气工程学院，650500昆明，（电子邮件：lisiqi00 @ Gmail.com）有合作研究。

1. 引言

利用磁共振进行无线电力传输（WPT）的概念是由尼古拉特斯拉提出的距今已有100多年了。直到最近，随着电力电子技术的发展，人们发现WPT系统的实现可以在经济上创造足够的商业价值。一些公司，如WiTricity，Evatran，Qualcomm等等，已经开发出了一些产品，这些产品通过一定的气隙可以传输一个可接受的功率电平和有效率的功率。很多新的研究，如惊人的2米60瓦的功率转移^{[ 1 ]}，各种分析和控制方法^{[ 2 ]–[ 5 ]}，和最近发布的通过中继器实现电力传输路径^{[ 6 ]、[ 7 ]}。

在WPT系统里，能量通过发送和接收线圈的互感电感进行传输，而漏感对有功功率传输没有直接贡献。由于发射和接收原副边线圈之间大的间隙，两线圈之间的耦合系数是很小的，即根据线圈距离，对准程度和线圈尺寸，耦合系数通常在范围内5%~30%的范围内变动。这使得WPT系统只有一个很小的互感，却有一个大的漏感。毫无疑问，设计线圈来增加耦合是很重要的^{[ 8 ]}。同时，用来取消漏感的补偿电路设计也是非常重要的。集中的或寄生的电容器，通常被添加来形成一种被称为磁共振的谐振电路中。

不同的补偿拓扑结构实现调谐双线圈的谐振频率的工作以得到广泛的应用。有四个基本的补偿拓扑结构，取决于补偿电容的拓扑结构如何添加到发送和接收线圈中，即串串，串并联，并串联，并并联拓扑^{[ 9 ]，[ 10 ]}。其他一些新颖的拓扑结构也已在文献中提出。在文献[ 11 ]中，实现了通过双拓扑结构在二次侧并联补偿和二次侧一个串联补偿之间的转换来实现这两个恒流模式和恒电压模式。而且，发送和接收线圈需要连接到电力电子变换器。为实现完整的高效率的WPT系统，其他一些优良的拓扑结构已经提出。在文献[ 12 ]中，LCL转换器是由在转换器和转换器之间添加LC补偿网络发射线圈形成的。当系统工作在谐振频率时，LCL的转换器有两个优点。首先，逆变器只提供所需的有源功率负载；其次，原边线圈中的电流与负载条件是独立的。在文献[ 13 ]，同时在原边和副边的LC补偿网络是为了双降功率传输而提出的。一个LCL转换器的设计通常需要使双电感有相同的值。为减少额外的电感器的尺寸和成本，通常，一个电容器与原边线圈串联，形成一个LCC的补偿网络。利用LCC补偿网络，可以通过调整补偿网络参数获得零电流开关（ZCS）条件^{[ 14 ]}，而且，当在次级侧应用LCC补偿网络时，可以补偿二次侧的无功功率，形成一个单位功率因数^{[ 15 ]}。

WPT系统的一个独特之处就是线圈的高空间的自由。这意味着，在发射和接收线圈的空气间隙的变化和失调是不可避免的。通常，当耦合条件的变化时，原边和副边共振槽的系统参数和谐振频率也随之变化^{[ 16 ]}。与传统的补偿拓扑一样，为了获得很高的传输效率，需要一个调整的方法，使得当气隙变化或失调发生时仍能保持共振。有2种主要的方法，即频率控制^{[ 17 ]，[ 18 ]}和阻抗匹配^{[ 19 ][ 20 ]}。在文献[ 18 ]中，研究了WPT系统的频率特性，提出了一种通过自动调整工作频率保持传输效率最佳的方案。锁相环技术能够调整工作频率跟踪因间隙长度、失调和谐调元件的公差变化而引起的谐振频率的变化^{[ 17 ]}。在文献[ 20 ]中采用阻抗匹配。在SS结构中增加调谐电路是为了通过改变谐振频率匹配工作频率来提高效率。类似地，在[ 19 ]和[ 21 ]中，设计了一个自动阻抗匹配系统，并介绍了两种优化主容器的方法：主电容和主电感。对于SS结构，当电容器与线圈的自电感调谐时，可以获得完全谐振的特性^{[ 10 ]，[ 22 ]}。在这种情况下，谐振频率是独立于负载和耦合条件的。然而，对于SS补偿结构，初级线圈的电流随着耦合系数和负载条件的变化而变化。恒流——初级线圈电流恒定有一些好处：当设计线圈时，线圈的额定电流被确定。恒定电流特性可以很容易地使线圈工作在其额定条件。轨道电流恒定，对于在动态通路充电的初级侧的轨道形成线圈，可以给多个接收线圈供电。此外，功率与初级线圈的电流，耦合和负载条件有关。当线圈中的电流与耦合和负载无关时，功率控制可以变得非常简单。保持一个恒定的初级线圈的电流，通常通过增加相移或占空比控制来调节线圈电流，这种线圈电流增加了控制的复杂性，在逆变器的能量循环性，并且增加了失去软开关条件的风险性。

在无线充电系统的设计的各个方面中，补偿网络及其相应的控制方法是最重要的。本文重点研究了补偿网络的设计。提出了一种双面LCC补偿拓扑和参数设计方案。该拓扑结构由同在原边和副边侧加一个电感和2个电容构成。用该方法，该补偿线圈的谐振频率与耦合系数及荷载条件无关的。WPT系统可在恒定频率工作，从而简化了控制和缩小频率带宽的占用。整个范围内的耦合和负载条件下，原边侧和副边侧变换器都可以实现近似单位功率因素——即功率因素接近为1；因此，对于整体的WPT系统的高效率是很容易实现的。基于MOSFET逆变器并实现ZVS操作的参数整定方法也被提出。该方法在耦合系数不断变化的环境中，例如电动汽车充电中的应用，是更有优势的。此外，由于其对称的结构，这种方法可用于双向WPT系统。仿真和实验结果验证了分析的正确性以及提出的补偿网络和整定方法的有效性。

本文建立了一个输出功率为7.7kw电动汽车的原型，并且实现了从直流电源到电池负荷高达96%的传输效率。在第二节给出了双边LCC补偿网络，以及理论上的分析。第三节讨论了实现ZVS的优化方案，第四节介绍了该拓扑结构的设计方法，第五节比较了实验、仿真和理论的结果，第六节进行了总结。

二、拓扑结构与分析

该双面LCC补偿网络和相应的电力电子电路组成如图1所示。S1sim;S4为在初级侧的四个功率MOSFET管。D1sim;D4为次级侧整流二极管。L1和L2是发射和接收线圈的自感，其中，Lf1、Cf1和C1分别是初级侧补偿电感、补偿电容和电容，Lf2、Cf2和C2是副边补偿元件，M是双线圈之间的互感。在这里，UAB是输入电压的补偿线圈，Uab整流二极管前输出电压的。i1、i2、iLf1，和ILF2分别是在L1，L2，Lf1、Lf2上电流。在下面的分析中，UAB，Uab，I1，I2，ILF1，和ILF2均采用代表相应变量的相量形式。

图1

首先，通过分析在开关频率的基次谐波的方波电压波形，将可以得到所提出的补偿网络的一个简明的特点。为了分析简单，所有的电感和电容上的电阻被忽略了。近似的精度将在后面部分的电路仿真实验中进行验证。图1中所示的电路反映到原边侧的等效电路，如图2所示。撇号符号表示次级侧的变量反映到初级侧。我们定义次级线圈与初级线圈的匝数比为

在LM是指原边励磁电感。出现在方程后的撇号，也意味着反映到一次侧的变换后的值。

对于图1中的高阶系统，有多个谐振频率。在本文中，我们不专注于整体的频域特性。只对一个可以被调整到恒定的谐振频率谐振点进行了研究。在这个谐振点，谐振装置的输入电压UAB和补偿线圈系统的电流ILf1是同相的。，通过以下的方程来实现一个恒定谐振频率的拓扑结构，从而设计电路的参数：

这里的omega;0是恒定的共振角频率，这在耦合系统里电感和电容是唯一相关的，也是与耦合系数K和负载条件无关的。

上述条件下，将在谐振频率omega;0分析电路的特性。根据叠加原理，UAB和Uab的效应可以单独分析，如图3所示。虚线意味着该路径上没有电流。图3（a）是用来分析UAB的影响。附加下标AB表明电流是由UAB产生。

为了使分析清楚，串联电容和电感支路，即C1， Ls1 ，C2和 Ls2是用等效电感 Le1 和 Le2表示的

即： Lm = k.L1

Le1 Lm = Lf1

Lrsquo;e2 Lm = Lrsquo;f2

Lrsquo;f2和Crsquo;f2构成并联谐振电路，它可以被视为在谐振频率omega;0是开路的。因此， Irsquo;2AB =0。在电路的左半部分，Le1和Lm串联

它和Cf1在相同的谐振频率omega;0处形成另一个并联谐振电路。因此，ILf1AB =0。因为没有电流通过 Lf1 和L rsquo;e2，在 Cf1上的电压等于UAB，Crsquo;f2上的电压等于Lm上的电压。. I1AB 和ILf2AB 可以轻易解决，即：

在uab的应用上，与UAB的分析是类似的。加入附加的下标ab表明当前是由Uab产生的。解决方案是 ILf2ab = 0, I1ab = 0，有：

Uab根据二极管D1sim;D4传导方式产生的被动电压。它应该iLf2 同相。根据叠加原理有：iLf2=ILf2ab ILf2AB，因为ILf2ab = 0，Ursquo;ab和ILf2AB同相。如果我们把UAB作为参考，UAB和Uab可以表示为

ϕ是Uab超前U

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