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不平衡供电下三相PWM整流器输出电压控制策略研究

抽象瞬时功率调节是改善不平衡的电源电压条件下工作的一个脉宽调制整流器的性能的有效方法。适当的设定电流指令，这种做法的目的是实现这一通常只实现非德的理想平衡运行条件的性能特性。提出称为输出功率控制方法的瞬时功率调节策略，其中，所述电流指令被确定，以便适当地分配的输入功率，以保持一个恒定的直流输出电压和正弦的线路电流。虽然功率因数不直接控制的，它表明所提出的方案的结果接近统一向量功率因数。电流指令是由一组，其中该控制方案能够容易地实现简单的线性方程给出。用1千瓦的样机实验室的实验结果表明，该方案满足了高性能的整流器。

关键词：瞬时功率调节，脉冲宽度调制（PWM）电源转换器，整流器，电压不平衡。

1.简介

近年来脉冲宽度调制（PWM）整流器待来越来越流行，因为它可以与正弦的线路电流[1]操作 - 在所希望的功率因数和以小的输出电容几乎恒定直流输出电压[7]。但是，通常情况下，这些功能只能在这很少发生在一个真正的基于公用事业的配电系统理想的平衡运行条件下实现的。在输入电源的不平衡是一个相当普遍的现象，尤其是在弱交流系统，而且由于原因，如相负载不平衡[可能发生，.每相不平衡传输阻抗，并且由于故障或传输网络中损坏[14]的影响。不管原因，不平衡供电电压通常倾向于在线路频率[15]两次以产生一个输出电压纹波，[在一个PWM整流器。

在图1，对在为电源的输入功率（在整个供应输入端AA瞬时功率），PL是在线路电感的瞬时功率，PT是整流桥的输入功率（在整流器桥输入端子BB瞬时功率），和PDC是整流桥的输出功率（在整流器桥的输出端子的CC瞬时功率）。Rioual已经提出了不平衡的电源电压条件下工作的PWM整流器的一般化模型并推导出所需要的恒定直流输出电压和零平均输入功功率的正和负序电流的命令。在本文，对在输入功率恒定等于用于供给直流侧的负载与转换器的损失所需要的平均功率。为电流指令封闭形式解然后通过使控制方案容易的实施获得。然而，无论是d轴和q轴的电流在同步旋转帧（SRF）的控制，并且交流盘带宋和Nam[18]，这将导致跟踪ER-RORS当比例 - 积分（PI ）型电流控制器的使用。

为了克服这个问题，宋和Nam[18]已经提出了其中正序电流是由PI调节器在正序SRF调节和负序电流由PI控制器在负调节的双电流控制方。由于电流成为在这两个正，负序SRF用于直流分量，准确的电流调节是通过使用四个独立的反馈的PI控制器获得。在[17]和[18]给出的三相PWM整流器的控制方法可被称为输入功率控制策略。

即使在恒定的瞬时输入功率，在[17]上的直流侧的电源和[18]是不是在线路电感由于非零在非瞬时功率PL的不平衡的电源电压条件下恒定。这种振荡电源，会引起直流侧电源纹波，从而导致在直流输出电压的波动。 Suh等人。 [14]提出通过在整流器电桥输入端子（BB）而不是在电源输入端子（AA）的作废瞬时纹波功率，以消除这一缺点。此外，如在[17]和[18]，零平均无功功率保持在与获得统一向量功率因数[21]的操作的目的的电源输入端子。电流指令以履行通过迭代求解一组在这增加了实现的复杂实时高度非线性功率方程得到这些条件。该组中提出的非线性方程组[14]已经在[19]通过假设两个电源电压和整流电桥的输入电压是已知变量求解。 [19]在[14]中提出的策略，和[20]中的AC-DC PWM整流器系统的控制已经解决的主要问题，也提出了有希望的解决方案。然而，在[14]和[19]所提供的实验结果在一个相用15％幅度失衡操作时显示在所述直流输出电压的稳态误差，也可观察到的波纹。在[22]中提出的方法中，零瞬间输出纹波电流保持，以确保一个恒定的直流输出电压。然而，所提出的控制算法需要对DSP的控制运算步骤很大，如[19]指出。

如从前面的讨论中可以看出，输入功率控制的方法很简单，但可以只调节瞬时输出功率大致由于忽略由电感处理中瞬时功率。另一方面，功率控制办法中提出[14]，[19]和[20]理论上可以抵消直流输出电压纹波，但所得到的输出性能根据一些给出的模拟和实验结果的不令人满意在[14]和[19]。在本文介绍的工作得到了看法，[14]和[17]动机 - [20]并有进一步发展这些想法的目的。本文的目的是在整流桥输入端子，而不是在一个简单的闭环溶液供给输入端以消除瞬时功率波动，从而简化了实现。

本文提出了一种输出功率控制策略，其目的是实现对输出整流器的输入双方优异性能。在所提出的方法，恒定的瞬时功率和零的无功功率都保持在整流桥输入端子。这使得能够在稳定状态下传送所期望的恒定功率的直流侧要获得对当前命令的简单闭合形式解。输送恒定功率到输出侧确保输出直流电压是一个没有或可忽略的低谐波脉动电压常数。尽管整流器的输入功率因数没有在方案不同于直接控制[14]，[17] - [20]中，示出，所提出的方案可以实现非常接近单位矢量的功率因数。因此，该方法几乎一致矢量功率因数达到恒定的直流输出电压和正弦线电流。此外，由于对CUR-租命令的闭合形式的解，该实施显著简化。因此，该方法具有易于实现，性能优良的双重优势。用1千瓦的样机实验室获得的实验结果表明，该方法符合所有的高性能PWM整流器的主要目标。

II正负序等效电路对于一个非平衡PWM整流器系统

在本节中，对于非平衡PWM整流器系统的正和负序列等效电路由基本概念的发展。

我们假设在本文中这两个变量，虽然非平衡的高级操作，是正弦。如已知的，在不平衡三相变量可如下表示为正和负序分量的正交总和：

xa =xpa xna = xp cos (omega;t theta;px) xn cos (omega;t theta;nx)

xb =xpb xnb = xp cos (omega;t theta;px minus;2pi;/3) xn cos (omega;t theta;nx 2pi;/3)

xc =xpc xnc = xp cos (omega;t theta;px 2pi;/3) xn cos (omega;t theta;nx minus;2pi;/3) (1)

其中，XA，Xb及Xc都在A-B-C的帧三相变量，XPA，XPB，XPC和XNA，XNB，XNC是三相正和负序分量。另外，XP和xn为正和负序变量的峰值幅度，分别theta;xp和theta;xn是相应的相位角，omega;是电源的角频率。（1）中，变量x可表示源极电压，线路电流，或整流桥的输入电压（平均超过一个开关周期）。

值得一提的是，零序分量不以三相PWM整流器系统解决。作为零序电流是不存在，零序功率不在三相三线制PWM整流器系统尽管零序电压的存在存在。因此，交流 - 直流电源变换器的直流侧的性能不受零序电压分量的存在。

用于分析和控制器的设计目的，如果三相变量被转换成一固定的alpha;-beta;框架（SF）或一个d--Q SRF会比较方便。瞬时空间相量，它被广泛应用于交流电机的概念，可以扩展到带出的瞬时电流和电压空间矢量[23]的思想。到SF和SRF的转换被示出图解使用图相量图。2。

让XS是三相变量，XA，Xb及Xc的瞬时空间矢量，与XS=（2/3）（XA ej2pi;/3XB E-j2pi;/3xc）。空间矢量可以写为在SF或SRF如下正和负序列分量的总和：

x_s = x^p_s xⁿ_s = e^jomega;tx^p e^{minus;jomega;t}xⁿ = x_alpha; jx_beta; . (2)

在图1，EA，EB，和ec表示源电压，ANDIA，IB和IC表示输入电流。参数L是线路电感器的电感值。如果电源电压是平衡的，则只有在SF的整流器的交流侧的正序电压分量存在，并且基尔霍夫电压方程式由下式给出

III输出功率控制策略

交流和直流侧之间的瞬时功率平衡产生了下列条件：

pin = pT pL. (5)

在（5）中，瞬时功率吸收/由电感PL递送是在不平衡的情况下非零即使在电感器所吸收的平均功率为零。在theinput的功率控制的方法，[17]和[18]，输入功率被控制为等于所需的值P*。在输入功率控制方法中的功率状态方程如下：

这里，P *中是在供给输入端所需的平均功率，PIN是输入功率Pin的恒定部分（平均），p~在与引脚的输入功率的AC纹波部=针 p~in和qmacr;inis供给输入无功功率的恒定部分（平均值）。的（6）中的功率条件的选择具有可以获得满足这些线电流指令容易解决的重要的优点。然而，如前面提到的，整流器（PDC）的输出功率也不会因为由线路电感输送的非零瞬时功率（PL）吸收/不平衡电源电压的条件下恒定。

为了克服上述问题，Suh等人。[14]已修改中（6）。所以，以保持纹波功率p~T在桥输入端子零的条件而不是在电源输入端子p~in。此方法的目的是避免出现在输出纹波功率（假设在桥式整流器的脉动功率为零），同时保持所述平均无功功率在电源输入端子零。该是在[14]通电状态方程如下：

这里，p~T是瞬时整流桥的输入功率的交流脉动部分。在第一和第三电源状态方程是在电源输入端子满意，而第二个条件是在整流桥输入端子满足。

在[14]，在当前的命令通过迭代求解一组高度非线性方程组，其中增加了每个采样间隔履行得到（7）的条件实现的复杂性。徐和前列[19]已经（7）通过假设整流电桥的输入电压也被称为变量提出的解决。然而，如前面提到的，在[14]和[19]的实验结果在一个相用15％幅度失衡操作时显示在所述直流输出电压的稳态误差，也可观察到的波纹。我们用在[14]和[19]的方案的结果也证实，在直流输出电压的稳态误差和交流纹波大的值的存在。

B.提出的控制策略

在所提出的方法，假设以下电源状态方程组：

这里，P *提斯在整流桥的输入端的所需平均功率，PT是整流桥的输入功率PT的恒定部分（平均值），并用PT = PT p~ p~Tis交流纹波部T.可变Qt是无功功率在整流桥的输入端的恒定部分（平均值）。如可以注意到，这些方程是类似于在（6），具有重要的区别是，该功率平衡的条件现在必须在整流桥输入端子，而不是在电源输入端子来满足。这避免了出现在输出（假设在桥的功率损耗的波动可以忽略不计）的纹波功率。在阿迪-化，不同于在先前提出的控制方法，[14]，在（8）是容易解决的，并且该方案可以在无需整流器输入端电压是可用来实现功率的条件。

1. 中的第一个方程的物理意义是，在整流桥终端的瞬时功率在所需值P * T保持恒定。在系统操作期间，此值将等于输送到直流侧的功率的总和，并在整流器的功率半导体开关的损耗。因此，通过调节的pT为恒定，几乎恒功率传输到直流侧实现。可以指出，但是，如果电感器功率损耗忽略不计，销= PT，和（8）中的第一个方程式是一样的，在第一个公式（6）和（7）。第二公式（8）的基本含义是，在该行的电感瞬时功率为由输入功率的脉动部分，即p~in = PL提供。 （8）中的最后一个方程表明，在所提出的方法，所述平均无功功率在整流桥的输入端成为零。这是主要的区别在它们之间在[14]编制方法和[17] - [20]和本发明的方法。因此，在本方法中，没有尝试在交流输入端子以执行单位功率因数运行。

在整流桥的输入端的瞬时有功功率和无功功率给出了基于在给定的定义如下[24]：

不平衡的电源电压，在整流桥输入端的视在功率由下式给出

通过用电压空间矢量nu;和电流空间矢量的表达式我使用（2）到（10），瞬时有功功率和无功功率可以被表示为

其中，PTC，QTC，PT和QTS是有功功率和无功功率的二次谐波波动分量的系数。表示矩阵形式的功率系数，我们有以下电源条件公式：

公式13也说明了

在（13）的解决方案是在形式，在[18]与整流器桥的输入类似电压更换供给输入电压。因此，（13）假定在整流桥输入端子的电压是已知的变量。但是，这些电压是不光滑而是包括由于在整流器的开关的操作非常大的开关纹波。此外，为了实现在[18]所述双电流控制方案中，需要的输入电源电压也可以无论如何测定（参照图5）。因此，优选在供给输入电压而不是整流器电桥的输入电压的术语来表达（13）。这是如下完成的。

在图中所示的相量图。 4是通过使用由（3）给出的关系，（4），和（14）构成。如该图所示，无论是正，负序分量形成它们三角形逆时针方向。由于两个三角形几何相似，我们可以写

根据（13）和在图相量图4，可变IPD可以表示为如下：

这里，如图4，nu;p由等式nu;p= EPCOS（theta;ep - theta;nu;p）于EP有关。下面的三角关系，可以证明是正确的：

通过使用上述关系和（16

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