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基于维也纳整流器矢量中性点电位平衡的控制策略研究

摘要 - 在设计三相三电平三开关维也纳整流器时中性点电位是一个重要的问题。中性点电位不平衡不仅增加电压强调功率器件，也导致输入电流波形的谐波失真。本文通过建立中性点电势模型，对中性点不均衡的原因进行了分析，当基于均衡系数的方法计算提出，通过计算，占空比PWM信号可以产生。这样的控制策略中性点电位良好。最后，模拟和矢量控制的实验结果验证了所提出方法的可行性。

关键词：平衡的因素，中性点电位，三相三电平，控制载体，维也纳整流器

一 引言

三相三电平三开关维也纳整流器在整流时被广泛的关注[1]-[2]，与两电平整流器相比具有一定的优势[3]。其开关的电压应力只有传统两电平整流器的一半，在相同的负载下，维也纳整流器也具有更好的输出电压电流波形。然而中性点也会发生电位不平衡的情况电容电压会超过母线电压的一半，这不但增加了设备的电压，也造成了波形畸变和谐波。所以对中性点点位的研究是一个重要的课题[4]-[5]。最近，一些文献也讨论了三电平逆变器的中性点点位平衡问题[5]-[12]，但都是在双向逆变器中的。中等方向的空间矢量取决于负载电流，并且不可控[7]。作者使用滞环宽度来平衡中性点点位，然后选择适当的冗余逆变子桥，这种方法增加了开关频率和开关损耗[8]-[10]。利用分布系数的方法分析，重新分配空间电压矢量，因为电容器的电压实时变化，所以分布系数很难选择。在单向三电平 PWM 变流器提出了一种方法，参考[13]，为直流环节电压平衡添加额外的桥臂，这种方法不仅增加了成本，而且此外扩大空间容积。

在本文中，基于平衡在数控平台，提出了系数计算这种方法，这种方法基于测量的输入阶段，然后计算了不同扇区的平衡系数，这个平衡系数分配空间电压矢量持续时间，通过实时的计算，可以计算占空比的 PWM 信号，和中立点电位会控制的小范围变化。

二 整流器的拓扑结构

A变流器拓扑结构建模

三电平三开关整流器的拓扑结构如图1所示。它是由三个输入电感 La，Lb、 Lc，六个升压二极管 D1、 D2、 D3、 D4、 D5、 D6 和三个双向功率开关Sa、 Sb 和 Sc 关联到每个阶段。为分析方便，假设开关是理想，它可以被认为是开关功能，逻辑语言0 或 1。 C1 = C2 = Co，La = Lb = Lc = L，此拓扑中，Ra=Rb=Rc=R.In 。电流流经两个半导体器件，见图 2，对应的是连接到中性点 M 的直流侧电容。结果中的输入电压增加的电流作用在电感上。当开关关闭时，电流将往返两个升压二极管，直流环节之一电容器充电电流与输入电感呈下降趋势。

图1 三相三电平三开关维也纳整流器

平衡的三相系统，可以看到该转换器作为三个相同的双向升压转换器，作为一个

图 2 (c) 所示，直流侧电容取而代之的是源电压输出和卷阶段 A [14] 的计算公式 ︰

图2 一个桥臂的电路图

Van是相中性电压，ia 是相电流，vMn 是对主要的中点电压中vAM是开关电压，被定义为 ︰

voh和 vol 分别是上部和下部的电容电压。在开关器件的作用下，vAM也可以

表达，如下所示

是电流方向函数，是它的补码，Sa切换函数定义为：

同样的方法，另外两相的电压：

此外，假设，电网电压平衡正弦波和中性点是无关的，所以输出中性至电网中性点电压可以表示为

在输出负载侧，有下列公式：

B状态空间模型的整流器

在方程 (1)，(8) 和 (9)，所有变量的计算都取自TS内的平均值.所以等效平均模型转换器是 ︰

d1、 d2、 d3 阶段 A、 B 和 C 的占空比，sgn(i) 是标志函数，当电流方向是一样的作为参考方向(见图1) ，sgn (i) = 1，或者sgn (i) = -1。直流侧转换器的平均模型

c旋转框架建模

由于三相系统的耦合控制器很难设计，为了设计高性能的控制器，定义的模型（11） （12） 和

（13） 可以在一个新的旋转框架使用派克变换。派克变换矩阵定义为 [14]

是同步角，，是旋转角，在旋转坐标系中：

通过上述变换，输入电压可得：

为更好地了解空间矢量调制技术(SVPWM) 方程 (16) 和 (17) 可以描述为：

是dq坐标系下整流器的输入电压

三 中性点电位控制器的设计

两电容之间电压和电流的关系为：

是C1的电流，是C2的电流，和是两个电容的初始电压。当中性点电位平衡，两个电容的电压也平衡，所以：

是直流环节电压和，假设 C1 = C2 = C，从图 2 我们也可以看出 iC1 iC2 = iM。

由图2可得，中性点电位不平衡的原因是两个电容不平衡充放电，显然，电容不是无限的，减少中性点电流是降低中性点变化的唯一方法，那么产生PWM信号时应该考虑最小的中性点电流。图 3 (a)为三电平三开关电压空间矢量PWM 整流器，图中包括的六个扇区，

图三 空间电压矢量控制的三电平整流器

在空间矢量调制中，0向量V0和大矢量（V1，V2，V3，V4，V5，V6）不影响电容电压平衡，因为他们不能产生中性点电流iM。中等矢量（V12，V23，V34，V45，V56，V61）会导致中性点电压不平衡，因为他们连接中性点的输入电流。小矢量（V01，V02，V03，V04，V05，V06）产生输出线间电压，与中性点电流方向相反[15],所以降低中性点电流应正确的处理中等向量和小向量，在同一连续时间扇区定义两个负矢量的电压矢量tan和tbn，tap和tbp是正矢量区间，tm是中等矢量的持续时间，一个可以选择小矢量是充电或放电的中性点。如图4：

图4 电压矢量和中性点的影响

矢量001充电同时矢量101上方扇区1电容充电，要更好的理解电压矢量和中性点，表1电压矢量和中性点电流的扇区1，并且，输入电流随输入电压变化，所以中点电压ib可以导出，如图5：

图5 不同扇区的三相电流

以扇区1为例，当基准电压放在三角形A（A11和A22），中性点电流可以导出：

并且，f是平衡系数，。

使iM=0，即可算出平衡系数：

四 三电平空间矢量调制

维也纳整流器的空间矢量调制法在 [13] 中详细阐述-[15]。在图 3 (b)，电压矢量 V01 和 v02 有两个替代开关组合，但他们对中性点电压有相反的结果，分部定义域是最近的三个向量 (NTV)。任意电压参考矢量 vref可以通过适当的NTV加权。

v1、v2 和 v3是NTV的参考和 d1、d2 d3是NTV的占空比[11]。 当参考电压位于分部门 B ，电压可以由矢量 V01，V1 和 V12合成，由此产生的矢量和扇区1的开关顺序在表 2 中列出。

图6显示维也纳整流器矢量控制区，锁相环 PLL 用于跟踪的同步参考系的角度 theta;。Clark/Park 变换是用于把测量线路电压 U (a、 b、 c) 和整流电流 i (a、 b、 c) 变换到同步参考系中。

图6 矢量控制框图

五 仿真和实验结果

通过Matlab仿真实验证明所提出方法的可行性，硬件平台由 TMS320F2812 建立。实验原型的规格如下：输出功率5000W，输入电压︰380Vacrms，输出电压： 760VDC，C1 = C2 = 1280mu;F，开关频率︰40 千赫，电感器芯：MS-184125-2，初始电感值 Ls = 6mH，图 7 所示仿真结果表明，(a) 是整流线间电压 VAB。（b） 是中性点潜在纹波的直流环节;（c） 是三相位输入电流和 (d) 显示的输入的电压和输入电流。

图7 仿真波形

图8 说明了实验的结果: (a) 是整流器线间电压 VAB 无中性点电位控制器，较小的电容器每次电压提高20V，因为它无法工作，所以不能提高输出电压。（6）是整流线电压 VAB 中性点电位控制器，上下电容电压平衡良好。（c）三相输入 电流ia、 ib 和 ic 。（d） 是 dq 轴和A相电流在输出负载从1300w提升到3300w时的动态响应。(e) 输入的电压 va，输入电流 ia 和直流环节电压 Vdc。 (f) 是中性点电位纹波的直流侧电压。实验结果表明控制性能较好。

图8 仿真波形

六 结论

本文提出了一种新颖的中性点电位平衡三电平三开关维也纳整流器控制器。基于整流器的拓扑结构，本文建立了中性点电位的模型和控制策略，然后详细分析了中性点电位不平衡问题的原因，计算了不同状态下的平衡因子，这些平衡的因子区分了冗余空间电压矢量持续时间，通过计算机仿真和实验室实验，从仿真和实验结果，可证明这种方法不仅可以较好的平衡中性点电位，而且还证明了所提出方法对于改善系统响应的可行性。这种低成本控制方法已显示出令人满意的性能。

七引用

[1] T. Viitanen, H. Tuusa, “Space vector modulation and control of

a unidirectional three-phase/level/switch Vienna I rectifier with

LCL- type AC filter,” Power Electronics Specialist Conference,

2003, 2003 IEEE 34th Annual Volume 3, 15-19, June, 2003,

pp: 1063 –1068.

[2] T. Viitanen, H. Tuusa, “Experimental results of vector

controlled and vector modulated Vienna I rectifier,” Power

Electronics Specialist Conference, 2004, 2004 IEEE 35th

Annual Volume 6, 20-25, June, 2004, pp: 4637 - 4643.

[3] K. Orsquo; Brien, R. Teichmann, S. Bernet, “Active Rectifier for

Medium Voltage Drive Systems,” Applied Power Electronics

Conference and Exposition, 2001. APEC 2001. Sixteenth

Annual IEEE, Volume 1, 4-8 March 2001 pp: 557 – 562.

[4] S. Ogasawara, H. Akagi,” Analysis of variation of neutral point

potential in neutral-point –clamped voltage source PWM

inverter,” In Proc.IEEE industry applications Soc.Annu.meeting,

Vol.2, Toronto, on Canada, Oct 1993, pp.965-970.

[5] J.Pou, D.Booroyevich, R.Pindado,” effects of imbalances and

nonlinear loads on the voltage balance of a neutral-Pointclamped

inverter,” IEEE Transactions on power electronics,

Vol.20, No.1, 2006, pp.123-130.

[6] Ashish Bendre, Giri Venkataramanan,”Radial state space vector

modulation-A new space vector technique for reducing dc link

capacitor harmonic current in three level converters,” <em

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