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应用于柔性交流输电系统H桥级联多电平逆变器的电容电压平衡方法

Jalal Amini

School of Mechatronic Systems Engineering

Simon Fraser University

Surrey, Canada

jamini@sfu.ca

摘要：H桥级联多电平逆变器在无功功率补偿、固态变压器和光伏发电系统等方面的应用已经引起了广泛的关注。H桥级联多电平逆变器在这些应用中的最大问题就是直流电容电压不平衡，应用于高压逆变器时问题更为显著。直流环节的电压不平衡增大了半导体元件的负荷并且可能引起元件损坏。为了克服这一问题，本文提出了一种新的H桥级联多电平逆变器直流环节的电容电压平衡方法。此方法具有非常有效且快速的电压平衡能力。除此之外，此算法与模块数和电压分布均无关；因此不需大量修改便可应用于任何电平数与电压等级的H桥级联多电平逆变器。此方法减少了运算量使得它适用于多电平逆变器。为了验证提出的调制策略的效果，将此方法应用于静止同步补偿器中的H桥级联四电平逆变器，用PSCAD/EMTDC软件进行仿真。仿真结果表明了此方法的效果。

关键词：H桥级联多电平逆变器 直流电容电压平衡 静止同步补偿器

1. 简介

多电平逆变器在高电压和大功率领域有着广泛的应用。多电平逆变器最主要的拓扑就是二极管箝位式多电平逆变器；H桥级联多电平逆变器和飞跨电容多电平逆变器。因为H桥级联多电平逆变器具有模块性、灵活性、可扩展性以及易于维护的特点，在这些拓扑中，H桥级联多电平逆变器被认为是除了多电平直流电源外最具应用前景的一种，例如大功率电能质量调节器，固态变压器和光伏系统。然而，它也遭受着电压平衡和调制策略复杂的问题。

直流电容电压不平衡是由不同元件的不同占空比、多样的开关参数和电路中的无缘元件所造成的。不平衡的直流环节电容电压将会带来一些问题，例如增加输出电压中的谐波，还会增加半导体开关上的负荷并可能导致系统出现严重问题。因此，采取额外的措施来平衡直流电压是十分必要的。已经有很多人着手解决H桥级联多电平逆变器的电容电压平衡问题。有些方法已经被提出来，例如利用硬件来平衡直流电压。这种基于硬件的策略存在着许多问题，例如额外的花费和复杂的电路设计。基于脉冲的平衡策略在[4-6]中所提到。在这些平衡方法中，所有的直流电容都被同样地充电。本文的方法简单并且不需要检测所有的直流电压，然而，此种方法还不能消除电路中参数不同所引起的不平衡。另外一种关于直流电压母线电压控制器的控制方法是反馈控制策略。这些控制器基于直流电容器电压的反馈信号重塑了H桥电路的输出电压[7-11]。因此，这种方法也会影响到输出电压的质量。为了解决之前提到的缺点，提出了利用开关冗余保持直流电压平衡的方法[13-18]。然而，他们中的许多出现了计算量大，不必要的开关、开关损耗增加和一些其他的缺点。例如，在最近发表的论文中，提出的方法不能直接运用于实际[18]。它也有算法过于复杂和运算量太大的问题。除此之外，因为这种分类算法，电容的电压波动很高。

直流电压控制器最基本的功能就是在任何操作环境下平衡直流环节的电压。它必须简单、快速并且对于多桥路的H桥级联多电平逆变器具有易于扩展的特点。此外，电压平衡控制器应该尽可能少的配备外部参数控制器。本论文提出了一种平衡H桥级联多电平逆变器的电容电压的新方法。此方法动作迅速并且对输出没有影响，并且易于扩展来控制多桥路数甚至直流电压分布不均匀的H桥级联多电平逆变器。H桥级联多电平逆变器的结构在第二章提及。第三章提出了此种方法的操作原理。在第四章，利用H桥级联多电平逆变器在静止同步补偿器中的应用仿真论证了该方法的有效性。

二、H桥级联多电平逆变器的结构

H桥多电平逆变器由数个单相H桥电路连接而成。这种结构利用标准的半导体开关元件可以达到较高的输出电压。图1为该变换器的电路图。每一个H桥电路可以提供三个不同的电压等级：。每个H桥的输出如下式[19]

（1）

n为桥路的数目

开关状态定义如下

（2）

总的输出电压由每个独立的输出电压相加得到。因此，可得到的最大输出电压为

（3）

和分别为直流环节最大公因数和输出电压最大值。

相电压等级的最大值为

（4）

N为桥路数。

尽管利用工艺已经成熟的大功率半导体元件和多桥路数的情况下可以得到较高的输出电压，但同时对逆变器的控制也变得较为复杂。

为了克服上述问题，必须找到一种H桥级联多电平逆变器的简单控制方法。为了找到简单方法，先来学习此逆变器的构造。每个H桥电路包含四个IGBT晶闸管和反并联二极管。当晶闸管和导通时，电路的输出电压为，当晶闸管和导通时，电路的输出为。此外，当和同时

图1 级联H桥多电平逆变器单桥臂的结构

导通或关断时，电路的输出为0。为了防止短路或者负载电流中断，两桥臂之间互补运行。因为开关状态电流会流过直流环节电容，基于开关状态和负载电流，电路中的直流电压也会受到影响。图2表明了所有可能的情况。当两个上方的晶闸管（和）处于互补状态时，电流流过电容。因此，在这些情形中（图2（a），（b），（e），（f））电容电压发生改变。如果电流流入并且开通关断，输出电压为（图2（a）），电容充电；如果关断开通电路的输出电压为（图2（b）），电容放电。当电流方向相反是情况刚好相反，当电流流入并且开通关断时，电路的输出电压为（图2（e）），电容放电；当关断并且开通时，电路的输出电压为（图2（f）），电容放电。若所有的晶闸管处于同一状态，无论电流的流向如何，电容都会充电（图2（c），（d），（g），（h））；在这些情况下，电路的输出电压为0。电路中电容电压的改变可以用公式（5）来表示。可以把公式（1）代入该式从而得到随着每个电路输出电压的改变而引起的直流电压的变化。

(5)

C为直流环节电容，为线路电流，输入为正。

每个电容的充电状态为

(6)

H为右连续阶梯函数。

通过对公式（6）的整理，为了完成充电要求我们得到

(7)

图2所有可能的开关状态下H桥的充电路径

据此，把公式（1）代入公式（5），电路中晶闸管的状态可由此式得到。

(8)

下章将讨论以公式（6）为核心的普遍的直流环节电压平衡方法。

三、控制策略

一个有效率的直流电压平衡策略必须满足如下要求。1）能在H桥级联多电平逆变器的所有操作模式下平衡电压；2）对电压质量没有影响；3）在H桥电路元件参数多样时也能平衡电容电压；4）在多电路H桥级联多电平逆变器中必须动作快速且能够扩展。为了满足以上要求，本章提出了一种基于状态预测的控制方法。

在图3所示的控制方法中，每个部分的电容电压值在每个开关期间经带死区的比较器与期望值独立比较。如果电容电压超出了测量区域的范围，就需要对该电容进行充电或放电。当需要对开关状态进行调整以适应要求的输出相电压时就运用该死区来选择合适的电路进行充电。

图3直流电压平衡算法流程图

通过与每相相连的比较器的输出来决定相关电路的开关状态、该相电流的流向、开关状态，都通过模块6中的公式（9）来计算。

（9）

如果与参考输出电压相等，则该相的开关状态根据公式（2）（模块17）与下一阶段（模块18）的充电状态确定。否则，在模块8中的计算，当小于参考输出电压（）时该算法将变量M记为1,当大于（）时记为-1。随后程序改变开关状态（SS），换言之，要求输出电压（1），通过把M加入到SS中（模块11）完成。因为每次只将SS值改变1，在第一个轮运行中，程序通过控制0输出电压（CZO）改变电路的SS来使与相等，根据与（M）的比较结果决定输出电压为正或负。如果CZO的数量不够，程序通过负输出0或正输出0来转换电路中合适数量的输出电压来使与相等。如果小于，程序转换输出到正输出0，如果小于，程序转换输出到负输出0。结果是电路的充电需求被推迟了。如果与相等，程序构建该相的开关状态（模块17）。换言之，因为所有提供参考电压的电路都运行了一次，程序开始第二轮运行。在第二轮运行中，程序改变CZO电路的SS。必须指出的是在第一轮中这些电路是CPO或CNO，并且通过将M加到SS中来改变。在使总的输出电压与参考电压相等之后，每相中元件的开关状态由模块17决定。当处理完所有相之后，开关状态就可以交由模块19中的开关控制器来使用。

现以四个H桥级联电路来举例，说明该控制电路是如何工作的。假设参考输出等级为3,1号桥需要充电，2号和3号桥需要放电，4号桥既不需要充电也不需要放电，电流流入。根据公式（8）为了给电路提供理想的充电状态,电路的必须为1，-1，-1,0。为了适应这些，相的输出等级为0。因此，计算程序通过修改必来达到所需的输出等级。因为大于，M为1.在程序第一轮运行中，将M加到适当的。为了使电路的适合没有改变的参考输出电压，程序跳过了与M相等的。在本轮程序结束后，值为1,0,0,1提供的输出等级为3。此后计算程序开始第二轮运行。在改变了第一个CZO的值后，的值为1,1,0,1，提供了所需的输出等级。因此，程序利用公式（2）构造开关状态。因为为1，所以和将会为1和0。相应地，将会为1并且，将会为0。因为为0，和都会为0或1，通过之前的开关状态来减少开关损耗。H桥电路同一桥臂中下面的开关总是工作在上面开关的互补状态。通过应用这些开关，便可得到参考输出电压和最佳的可能开关状态。

1. 仿真结果

为了评价此方法的效果，将其应用于静止同步补偿器中的H桥级联多电平逆变器的直流电压平衡。该控制策略的效PSCAD/EMTDC软件仿真得到。为了验证此平衡控制策略，由于每个H桥电路的电容参数不同并且开通关断的阻抗也不同因此造成损耗也不完全相同。总的控制系统描绘于图4，该系统由两部分组成。第一部分控制外部参数，通过参考无功功率和直流环节的累计能量来控制静止同步补偿器的有功和无功功率。第二部分用来平衡直流环节的电压。图表一列出了仿真电路的参数。滤波值可以用[22]中的方法计算。

图4.STATCOM仿真中的控制模块

表1.仿真参数设置

参数： 数值：

电源电压 1kV

电源频率 60Hz

电源阻抗 0.1 0.4jOmega;

直流环节电压 500V

直流环节电容 1500f

开关频率 2kHz

电容并联电阻 1000-5000Omega;

滤波电感 8mH

滤波电阻 1.2Omega;

图5和图6描绘了静止同步补偿器处于感性和容性运行方式下系统电压和电流的稳态值。图7描绘了处于暂态时的数值。这个例子表明了参考无功功率60ms从70kVAR（无功模式）变到-70kVAR（电容模式）时静止同步补偿器的工作情况。

图8表明了静止同步补偿器吸收有功和无功的情况。通过将参考值从70kVAR变到-70kVAR系统的电压值从0.96p.u增加到1.03p.u。关于提出的直流环节电压平衡策略最有效的证据就是图9。可以看出在所有运行模式下电容电压都得到了很好的校正。外部参数控制器，静止同步补偿器中一种更好的能量存储控制器和此电压平衡方法将使直流环节电压调节在暂态或稳态下效果更好。

图5.稳态感性模式下STATCOM的输出电压和电流波形

图6.稳态容性模式下STATCOM的输出电压和电流波形

图7.暂态下STATCOM的输出电压和电流波形

1. 结论

本论文提出了H桥级联多电平逆变器中平衡直流电容电压的一种新的控制策略。这种方法可以既可以平衡直流环节电压又可以通过选择每个H桥电路最合适的开关来提供参考电压。此方法利用相电流的流向和电容的充电状态来将晶闸管归类并用卷积数来找到可能的最合适开关状态。所有的工作都由简单的指令来完成并且例行程序和所有的计算过程都实时完成。因此此方法不需要

图8.外部参数：（a）无功功率和参考无功功率（b）有功功率（c）系统电压

图9.直流电容电压波形

存储信息并且计算效率很高。此方法经细微的修改即可运用于任意级数与电平数的H桥级联多电平逆变器中。除此之外，它还可以用来控制H桥级联多电平逆变器中的其它参数，例如电路中的功率平衡，谐波消除，减小共模电压。所有这些特点使得这种控制方法有效率且易于实施，特别对高电平H桥级联多电平逆变器意义重大。

参考文献：

[1] J. Amini “An Effortless Space Vector Modulation for N-level Flying Capacitor Multilevel Inverter with Capacitor Voltage Balancing Capability,” IEEE Trans. Powe

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