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高递增软开关双升压以耦合电感为基础集合多功能耦合电感与电容二极管的转换器

摘要：本文提出一个软开关双驱动以耦合电感为基础的转换器。这个转换器在直接将能量转化为可以为负荷提供必需的电压和能量的输出方面有着内在的优势。本文提出的结构综合正向和逆程转换器，它的优良性能使得两个耦合电感可以共用一个磁核，因此而优化能量密度。本文提出的转换器的也暗示着泄漏电感通过控制二极管在关闭阶段的电流变化率为零电流开关铺平了道路。关于电压转换率，耦合电感的二层绕组与电压增倍器阶段和电容二极管阶段的电容串联工作。因此，设计者不需要使用特高匝比的耦合电感。除了在大输入电压范围内高效率的能量转换，本文提到的转换器结构的性质非常适合高递增直流-直流转换器的用途。最后，实验室样品在50kHz开关频率和380V输出电压下的实验结果与数学模型的分析结果相符。

1. 简介

在使用燃料电池和光电的电力时代，超高电压增益的直流-直流转换器的存在对于输出电压是不可或缺的，并且与直流汇流排的电压相比相对可以忽略。除了增加电压增益，包括高能量转换率，软开关表现，高能量密度和低输入电流波纹在内的一些特性对于这些能源接入电网都是必需的。

通过在输入和输入波形中加入波纹消除的特性，改善的动态响应和磁量的减少，经典间插升压转换器是第一个达到系统要求的建议。由于在超高占空率下的工作要求和输出整流器严重的反向恢复问题，这个转换器在实践中可能并不适用。之前的研究表明带有耦合电感的升压转换器由于相当可观的电压增益，在更低的占空比中使主开关工作和具有在匝比之外的另外一个因数来增大电压增益从而一直以来都很受欢迎。尽管如此，有一些相关的问题还是待需解决：如何通过循环使用处理泄漏能量仍然是使用以耦合电感为基础的转换器的问题。由于简单，由一个二极管和一个电容总成的被动损耗夹子电路是处理泄漏能量并保护电源开关的第一个解决办法。然而，所有的泄漏能量在抑制器电路中消耗。这个有效夹子电路非常适合用来控制开关电压峰值，并因此允许软开关过程和重新使用泄漏能量。由于可以保持简单性，组合开关电容阶段和常见的升压转换器是增大电压上升率的最好方法。这个方法最大的缺点是高峰电流由于它的电容而受到损害。在可以处理高电压应力问题的输出整流器结构上的优势在减少输出二极管损耗方面非常受到现代转换器产业的重视。由于可以降低输出二极管的电压应力并且可以在低匝比下达到要求的电压增益，从全桥整流器发展而来的半桥增倍器整流器是一个不错的配置。作为升高输出电压的完美选择，由于芯大小和造价上的优良发展，的逆程转换器在磁芯中储存所有的输出能量。作为一个替代品，为了同时利用他们的优点，把正向和逆程转换器综合到一个磁芯中的想法曾被提出。为了增加电压增益，最近一个把输出级叠加在输入电池上的的技术被提了出来。然而，在处理高输出电压的应用时，几个现实的问题出现了：（1）输出二极管的电压应力在高压应用中是一个关键的问题，（2）当被直接接到输出级的时候，输入电源出现了缺陷噪音。

本文介绍了一个综合开关电容技术和电容二极管级的双升压以耦合电感为基础的逆程-正向集成转换器。这个转换器使得设计者可以根据必要的系统要求发展新的布局来加强电压转换率。夹子电容作为提供软开关表现的条件和改善以占空率为变量的电压增益而具有双重功效。换句话来说，这个级联结构不仅通过磁耦合传导能量，并且直接传递输入能量；因此保证升压功能不需要极限占空率，从而降低传导和开关损失。并且，用于这个结构对于转换器表现无法置信的改进，开关和二极管的电压应力都得到了改善。因此，低通电阻的低压率开关与低压降的二极管可以得到应用来改善效率。由于耦合电感的磁化电感在每个支路起到过滤电感的作用，这个以耦合电感为基础的间插布局在解决输入电流波纹问题上起到了关键作用。

1. 提出的转换器和它的工作原理

提出的转换器的一般化结构建立在间插半桥转换器的基础上。从它隔离的对应物衍生而来，此转换器的概念如图1a所示。很显然，提出的转换器具有一个内在优势就是通过把输出级叠加在输入旁边来直接传递能量。这个转换器的基本工作原理包含两个阶段：首先，每当每个支路的主开关是开的时候，响应的耦合电感作为一个逆程转换器工作，而另外一个电感作为正向转换器工作。第二，每当夹子开关是开的时候，响应的耦合电感作为正向转换器工作。因此，在这个过程中，输入能量被释放到输出，而另外一个支路作为一个逆程转换器工作。这个过程的结果就是有效的磁芯使用是通过耦合电感的四次操作实现的。实现零电压开关表现和除去开关的电压峰值是选择有效的夹子开关策略的首要原因。

四个绕组（L1a和L1b，L2a和L2b）实现了每个耦合电感的单独绕组。这个转换器的第一级是以耦合电感为基础的间插转换器，包括两个主开关S1和S2， 两个夹子开关Sc1和Sc2，和两个耦合电感L1和L2以保证连续小波纹输入电流的要求。输出整流器级由耦合电感的串联二级绕组和由图1b所示的由两个二极管和两个电容组成的增大电压转换率的电容二极管块组成。

提出的转换器的具体电路由图1c所示：耦合电感L1和L2可以被建模为相当于与首级绕组并联的磁化电感Lm1和Lm2，与首级绕组串联的泄漏电感Llk1和Llk2和具有匝比N=n2/n1的理想变压器。作为耦合方法的标志，* 和 的使用在图中有强调。电压整流器级有电压增倍器电容Cd1和Cd2，增倍器级二极管Dd1和Dd2，输出电容Co1，Co2和Co3与输出二极管Do1和Do2。电容Cs1和Cs2作为开关的寄生电容，并联存在于MOSFET中并有助于软开关过程。理论分析所使用的波形原理如图1d所示。

模型1：与这个模型相等的电路如图2a所示：主开关S1和S2都是开。同时，所有的输出级的二极管是逆向偏压。磁化电感在被输入源的电压充电，电感电流从初始值上升。同时，输出电容通过负荷R放电

。

模型2：如图2b所示，这个模型由开关S1在t=t1的关闭操作开始。通过磁化电感Lm1，寄生电容Cs1的充电过程在这整个状态中都在发生。由于寄生电容的值很小，整个支路的电流都被吸收到寄生电容中，从而使主开关的漏源电压表现出线性充电特性。控制电压改变的频率，寄生电压在关闭瞬间为主开关提供零电压开关的条件。相关的电压公式是

模型3：如图2c所示，在时间t2电容的电压到达主体二极管开始导电的值。虽然门信号并没有施加给夹子开关，但是支路电流仍然可以通过它的主题体二极管。这使得储存在磁化电感中的能量被传递到输出电容中。夹子电容和输入源固定了泄漏电感两端的电压和耦合电感的磁化电感值。

模型4：在时间t3，二极管的状态是开所以输入能量可以通过耦合电感被转移到电容。因此，电容通过耦合电感的二级绕组和电容放电，从而产生如图3a所示的相等电路。事实上，两个耦合电容在这个情况下使用不同的方法。耦合电容1与逆程转换器中的耦合电容有相同的作用，然后耦合电容2有像变压器一样直接把能量传送到输出的作用。泄漏电感电流流过夹子电容和电压增倍器电容，因此，这些电容和泄漏电感组成了一个相对长周期振荡电路，所以泄漏电流将像之前流动一样线性变化。一段时间之后，夹子开关打开。为了使开关有零电压开关特点，这个MOSFET需要在电流改变方向前被打开。

模型5：在夹子开关的状态在时间t4改变之后，电容的能量被传递到泄漏电容中，如图3b所示。一个新的电路由电容，泄漏电感和寄生电容组成。相应的，泄漏电流可以模仿之前的状态来计算为线性减少。然而，在这个状态Cs1被假设为可以取任意值，并且电路在一个不同的角频率振荡，产生公式6。控制电压的改变率，电容可以在关闭过程中为夹子开关进行零电压开关操作。

模型6：同时寄生电容两端的电压在t5到达零，S1的反并联二极管打开，如图3c所示。这里由输入电压，输出电容和电压增倍器电容组成一个振荡电路。由于振荡周期足够大，二极管的电流从峰值随着二极管的电流变化而线性下降。毫无疑问的，主开关在它们的门脉冲施加前就会快速打开从而使得开关的主体二极管传导电流。这个事实产生如下的条件。很明显，根据以下的公式泄漏电感有能力阻挡电流的改变。当二极管的电流在t6时降到0时，这些二极管将会关闭。

尽管这个转换器在一个开关周期的操作被分成了12个主状态，由于两个支路的相似性，6个状态已经被仔细的考虑而剩下的状态被简略的概述。从t6开始，除了二极管可以传导电流和S2和Sc2的交流过程，剩下的开关步骤同前半个循环相同。为了更深入的考虑这个问题，次级阶段如图4a所示。

1. 表现检验和操作变量
2. 模型4[t3-t4]
3. 模型5[t4-t5]
4. 模型6[t5-t6]

翻转方向

i_Lm1(t) = I_Lm1(t₃) minus; k_Lmminus;down(t minus; t₃)

当

和

钳位开关SC1改变T4状态后，电容CS1能量传送到llk1漏电感，如图3b所示。一种新的电路是由电容CD1 CD2创建，和漏感和寄生电容llk1 CS1。因此，漏电流ilk1可以计算模拟透水模式，线性递减。然而，对于这种模式假定得到任意值，和电路的振荡频率不同的角omega;2，收益（6）限制电

当

模式6 [T5 -T6]：同时在寄生电容CS1电压到零在T5，S1的反并联二极管接通，如图3c所示。这形成了一个由输入电压谐振电路，输出电容倍压电容CO3和CD1和CD2。由于谐振周期足够大，二极管DD1电流峰值为减少线性二极管DO2电流的变化。毫无疑问，主开关S1和S2打开之前，他们的门脉冲应用如此迅速，开关二极管体二极管传导电流。这一事实带来以下条件

显然，泄漏电感能够根据下列方程限制电流变化的斜率

由于二极管DD1和DO2下降到零的电流在T6，这些二极管关断。

虽然在一个开关周期的转换器操作分为12个主要模式，因为两个分支之间的相似性，仔细考虑了六种模式，其余的简要阐明。重新在T6，切换序列的休息是第一个半周期相同，除了电流传导通过S2和星际争霸2之间的二极管DO1和DD2和换流过程。为了更深入地了解这件事，第二阶段被证明在图4a

。

3性能检查和操作参数

转换器工作的理论研究建立在假设两个耦合电感和电容的值是完全相同的基础上。并且，由于输出电容的大电容值，它们的电压波纹被假设为无限小。另一个在下列分析中用到的假设就是忽略开关的转化，包括状态238和9。

• 1. 升压率变化

输出电容的电压可以模仿常见的升压转换器来如下计算

从之前提到的操作状态，泄漏电容的电流，与输出二极管的电流相同，由于由泄漏电感和电容组成的电路的振荡周期与开关周期非常不同，基本呈线性改变。相应的，电容被设计的足够大来防止主开关电压的突然上升。

与之前提到的操作状态相应，整流器阶段的二极管在状态4和6的电流变化率有变量分别决定

在稳态，电感电压在一个开关周期的净电荷必需是零。通过把这个原理应用在耦合电感的二级绕组上，可以得到电容的电压为

现在，最大的电流和输出二极管的电流下降时间可以通过14-15如下获得

在稳定状态下，在一个开关周期的电感电压的净变化必须是零。运用这一原理，在次级绕组耦合电感，电容CD1和CD2的电压可以得到

现在，最大电流和输出二极管的电流最大IDO2 tfall下降时间可根据（14）-（15），如下

关于在稳态的输出电容的电流-秒平衡，电流可以通过如下公式计算

从13-19，描述升压率的公式如下

在理想情况下，上边的公式可以重新被写做

二极管-电容阶段的电压增益可以被表述为

从公式20我们可以得出结论：升压率与泄漏电感成反比，因此，当泄漏电感变的很小时输出电压会被增强。并且，我们也意识到对于任何固定的泄漏电感，则必可以被设定为一个特定的值来达到所需的电压增益。电压增益与则必和占空比的关系如图4b中的曲线所示。

3.2电源开关和输出二极管的电压应力

根据操作方式，对开关管的电压应力是有限的输出电容Co1电压。因此，得到以下方程

所有的二极管都强调与电压等于输出电压减去电容Co1电压，由下式给出

对于一般建议的转换器如图1b所示，开关和二极管的电压应力由

其中k是电容二极管级数的一半。

电压应力和均方根（RMS）电容器的电流是由CD1和CD2

主开关电流波形的均方根值用

钳位开关的电流波形的均方根值给出

上述公式表明，二极管的电压应力接近50%的输出电压的情况下，路= 0。方程（23）建议设计者可以选择适当的匝数比采用额定电压较低的开关，从而导致传导损耗的显著下降，从而提高效率。

3.3软开关程序

与操作模式相一致，寄生电容线性充电后，通过相关开关的电流下降到零，这意味着开关是ZVS条件下关闭，从而达到期待已久的高效率。正如前面所指出的，在接通瞬间的钳位开关的ZVS操作是独立的电路参数，保证其软开关永远。

对于主开关的ZVS操作，不等式（9）是满意的，当且仅当漏电感的能量将至少等于存储在寄生电容器的能量。此外，为了实现主开关S1的ZVS，它必须在模式6打开。因此，主和钳开关之间的栅极脉冲的延迟时间是ZVS实现

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